Усилитель мощности класса D на базе IRS2092 [2021]

В данной статье речь пойдет об опыте автора в построении усилителя мощности класса D, на базе популярной микросхемы IRS2092 от Infineon. Подробно, принципы работы самой микросхемы в статье освящаться не будут, разобраны лишь основные, моменты которые необходимо знать при повторении. 

IRS2092 - специализированная микросхема усилителя мощности класса D. Имеет аналоговый вход, встроенный модулятор, полумостовой драйвер, настраиваемую защиту по току, ступенчато настраиваемое мертвое время и другие узлы, необходимые для построение на ее базе высококачественного усилителя мощности класса D. Микросхема имеет диапазон питающих напряжений вплоть до +/- 100 В, что позволяет строить на ее базе очень мощные усилители с выходной мощностью вплоть до 500 Вт на 8 Ом. Ввиду этого, микросхема получила широкое распространение у различных фирм и самодельщиков производящих мощные профессиональные усилители. Поиск IRS2092 на AliExpress

Микросхема IRS2092 может поставлять в двух различных вариантах корпуса: выводном - PDIP16 и SMD - SOIC16N. Расположение и назначение выводов микросхемы следующее:

1. VAA: Положительная шина плавающего питания аналоговой части микросхемы;
2. GND: Плавающая аналоговая земля;
3. IN-: Инвертирующий аналоговый вход;
4. COMP: Вход компаратора (вывод фазовой компенсации);
5. CSD: Вывод для подключения таймингового конденсатора для задания времени отключения;
6. VSS: Отрицательная шина плавающего питания аналоговой части микросхемы;
7. VREF: Вывод с опорным напряжением 5,1 В;
8. OCSET: Вывод для программирования порога токовой защиты нижнего ключа;
9. DT: Вывод для программирования значения мертвого времени;
10. COM: Земля микросхемы и драйвера нижнего уровня;
11. LO: Выход драйвера нижнего уровня;
12. VCC: Вывод питания микросхемы;
13. VS: Плавающая земля драйвера верхнего уровня;
14. HO: Выход драйвера верхнего уровня;
15. VB: Плавающее питание драйвера верхнего уровня;
16. CSH: Вывод для программирования порога токовой защиты верхнего ключа.

Типовая схема включения IRS2092 из официального даташита:

Внимание! Как обычно это бывает в даташитах, типовая схема имеет опечатку - забыли один резистор.

Правильно должно быть так:

Схема автора. Ввиду отсутствия позиционных обозначений на схеме из даташита, разбор схемы усилителя класса D на базе IRS2092, будет производить на примере авторской схемы.

Входной сигнал поступает через конденсатор C12, от величины емкости которого, зависит нижняя граничная частота рабочего частотного диапазона усилителя. В показанной схеме, нижняя граничная частота диапазона - 1,8 Гц (по уровню -3 дБ, относительно 1 кГц).  Далее по схеме следует RC-фильтр на элементах R19 и C7, который защищает вход усилителя от радиочастотных сигналов и помех. Частота среза данного фильтра - 220 кГц (по уровню -3 дБ, относительно 1 кГц). Коэффициент усиления всего усилителя определяется по следующей формуле: Kу=(R7+R1)/(R17+R19)=(1+120)/(3+1)=30,25. При данном значение коэффициента усиления, для достижения выходной мощности 100 Вт на нагрузке 4 Ом, на вход усилителя необходимо подать сигнал с действующим значением напряжения - 0,66 В. Величина несущей частоты, в первую очередь зависит от  элементов C10, C11, R14, R1, R7, С2, а также выбранной продолжительности мертвого времени и коэффициента заполнения: значение несущей частоты максимально на холостом ходу (когда коэффициент заполнения близок к 50%), и падает пропорционально снижению коэффициента заполнения. В меньшей степени, значение несущей частоты зависит от номиналов R19, R17, C8, а также от изменения напряжения на шинах питания аналоговой части, быстродействия выбранных ключевых транзисторов. Говоря кратко - на значение несущей частоты, в разной степени, влияют почти все элементы схемы. Резистор R14 - подстроечный, с его помощью, без изменения других элементов схемы, можно регулировать значение несущей частоты в широких пределах (чем больше сопротивление - тем выше несущая частота). В авторском варианте усилителя, значение несущей частоты выбрано равным 375 кГц, хотя усилитель без проблем работал даже при значении несущей частоты 500 кГц. При первом включении, положение движка подстроечного резистора R14 должно находиться в среднем положении. Конденсатор C15 задает время отключения.

Стабилитроны D1 и D7 определяют величину напряжения питания аналоговой части равное - 5,6 В. Цепочки резисторов R3-6, R8, R9 и R39-44 - это гасящие резисторы для шин питания аналоговой части. Номиналы данных резисторов выбираются таким образом, чтобы при заданном значении напряжения питания усилителя, обеспечить аналоговую часть током: не менее 11 мА (при минимальном напряжении питания усилителя), и не боле 20 мА (при максимальном напряжении питания усилителя). Рассеиваемая на каждом из резисторов мощность не должна превышать 250 мВт (лучше - не более 200 мВт).

Результирующее сопротивление гасящих резисторов питания аналоговой части рассчитывается по следующей формуле:

R = (U_{пит_мин} - U_{пит_аналог}) / I_{пит_аналог}

Где, U_{пит_мин} - минимальное напряжение питания усилителя (одного плеча), с учетом просадки питающего напряжения под нагрузкой и в следствии колебания сетевого напряжения. Uпит_мин - обычно на 5-10 В ниже, чем напряжение питания на холостом ходу (без сигнала);
U_{пит_аналог} - напряжение питания аналоговой части (одного плеча). Равно напряжению стабилизации стабилитронов D1 и D7 (5,6 В);
I_{пит_аналог} - ток питания аналоговой части (одного плеча).

Теперь, чтобы найти необходимое значение сопротивления для каждого из резисторов, необходимо полученное результирующее значение умножить на 1,5 (для положительного плеча) или разделить на 1,5 (для отрицательного плеча).

На примере авторской схемы. Минимальное напряжение питания 32 В, напряжение стабилизации стабилитронов питания аналоговой части - 5,6 В, ток питания аналоговой части примем равным - 12 мА, результирующее сопротивление гасящих резисторов: R=(32-5,6)/0,012=2200 Ом. Соответственно, в положительном плече, сопротивление каждого из резисторов - 2200*1,5=3300 Ом, а в отрицательном плече - 2200/1,5=1466 Ом (выбираем ближайший существующий номинал - 1,5 кОм).

На транзисторе Q2 и его обвязке, построен линейный стабилизатор напряжения для питания микросхемы и ее встроенного драйвера. Транзистор Q2 в процессе работы достаточно сильно нагревается и поэтому в обязательном порядке должен быть установлен на радиатор. Выходное напряжение данного стабилизатора задается с помощью стабилитрона D5 включенного в базу транзистора Q2. Однако, выходное напряжение стабилизатора не равно напряжению стабилизации данного стабилитрона - оно будет меньше приблизительно на 0,6 В. Резистор R27 задает ток через стабилитрон D5, он выбирается таким образом, чтобы обеспечить оптимальное значение тока через стабилитрон, которое должно быть в районе 3 мА.

I_d5 = U_{пит_мин}/R27

Где, I_d5 - ток через стабилитрон D5;

В авторском варианте: I_d5 = 32/12000 = 0,002666 А = 2,6 мА. 

Конденсаторы C18 и C13 сглаживают пульсации на входе и на выходе стабилизатора напряжения, соответственно. 

Диод D3 - бустрепный, через который обеспечивается питание драйвера верхнего уровня. К этому диоду предъявляются особые требования. Самое главное требование: минимально возможное время обратного восстановления, которое должно быть тем ниже, чем выше несущая частота. Пожалуй самым лучшим вариантов из доступных на роль диода D3, который только можно найти - это диод ES1D с временем обратного восстановления 15 нс. Допускается также установка других диодов с временем восстановления до 30 нс, например: MURS120, с временем обратного восстановления 25 нс. Обратное напряжение диода, выбранного в качестве D3, должно быть не менее чем сумма питающий напряжений положительного и отрицательного плеч усилителя. То есть, если напряжения питания усилителя, например +/- 50 В, то обратное напряжение диода D3 должно быть не менее 120 В (с учетом запаса по напряжению). Допустимый прямой ток диода D3 должен быть не менее 1 А. В качестве диода D3, не рекомендуется использовать диоды Шоттки из-за их крайне высокого обратного тока. Почти такие же требования предъявляются и к диоду D2: он должен быть максимально быстрым и иметь такое же допустимое обратное напряжение, как и диод D3. Однако, допускается установка диодов с меньшим допустимым током и немного большим временем обратного восстановления. В авторском варианте применен диод BAV102, с допустимым обратным напряжением и током 200 В и 0,25 А, соответственно, и временем обратного восстановления 50 нс. В качестве D2, допускается устанавливать диод той же модели что и в позиции D3.

Как выше уже упоминалось, IRS2092 имеет возможность ступенчатого задания необходимой продолжительности мертвого времени (оно задается с помощью резисторов R36 и R37). Всего ступеней четыре: 25, 40, 65 и 105 нс. Установленное значение мертвого времени зависит от напряжения на девятом выводе микросхемы DT.

Vcc - это значение напряжение на одноименном выводе питания микросхемы - Vcc (12 вывод микросхемы). В авторской схеме Vcc = 11,5 В. COM - напряжение на одноименном выводе микросхемы COM (10 вывод микросхемы). 

Значение мертвого времени в авторском варианте усилителя выбрано равным 65 нс. Другие значения мертвого времени автор не использовал, хотя в теории, при использовании быстрых ключевых транзисторов IRFB5615, возможно как минимум на одну ступень снизить значение мертвого времени, что может положительно сказаться на уровне всех видов искажений. 

Обращаю ваше внимание на рекомендацию производителя IRS2092, согласно которой, ток через последовательно соединенные резисторы R36 и R37, должен быть не менее чем 0,5 мА. Из этого следует, что суммарное сопротивление резисторов R36+R37, не должно превышать - Vcc/0,0005, Ом. В авторском варианте Vcc=11,5 В, следовательно: R36+R37<11,5/0,001=23000 Ом или 23 кОм. 

Резистор R35, включенный между выводами VREF и OCSET, а также резистор R38, включенный между выводом OCSET и COM, представляют собой делитель напряжения, задающий опорное напряжение на выводе OCSET, от которого зависит порог срабатывания токовой защиты для нижнего ключевого транзистора. Необходимое значение опорного напряжения на выводе OCSET, находится по следующей простой формуле:

V_OCSET = I_trip * R_dson 

Где, I_trip - значение тока через нижний ключ, при котором будет происходит срабатывание токовой защиты;
R_dson - сопротивление открытого канала нижнего ключа.

В авторской схеме применены ключевые транзисторы IRFB5615. Согласно информации из даташита на данные транзисторы, сопротивление их открытого канала - 0,032 Ом, максимально допустимый ток стока - 35 А (при температуре кристалла 25 градусов Цельсия) и 25 А (при температуре кристалла 100 градусов Цельсия). При расчете токовой защиты, выбранное значение тока I_trip, должно находился между двумя указанными выше максимальными значениями тока из даташита (в данном случае - между 35 и 25 А). В авторском варианте, значение тока I_trip = 29 А.

V_OCSET = 29 * 0,032 = 0,93 В

После этого рассчитываем номиналы резисторов R35 и R38:

R38 = (Vocset / Vref) * 10 кОм

Где, V_OCSET - выше рассчитанное значение напряжения на выводе OCSET;
V_ref - опорное напряжение вывода VREF (V_ref = 5,1 В);
10 кОм - суммарное сопротивление последовательно включенных резисторов R35 и R38.

Обращаю внимание, что суммарное сопротивление последовательно включенных резисторов R35 и R38 должно быть не более 10 кОм. Это необходимо для правильной загрузки вывода VREF, током не менее 0,5 мА.

R38 = (0,93 / 5,1) * 10 кОм = 1,82 кОм

Ближайший существующий номинал - 1,8 кОм. Тогда, номинал R35 будет:

R25 = 10 кОм - R38 = 10 - 1,8 = 8,2 кОм

Защита для верхнего ключевого транзистора рассчитывается аналогичным образом. Падение напряжения на открытом канале верхнего ключевого транзистора, при котором произойдет срабатывание токовой защиты, рассчитывается по формуле:

V_ds = I_d * R_dson

Где, I_d - ток через ключевой транзистор верхнего плеча;
R_dson - сопротивление открытого канала верхнего ключа.

В авторском случае: V_ds = 29 * 0,032 = 0,93 В

Номиналы резисторов R10 и R11, задающие пороговое значение тока срабатывания токовой защиты верхнего ключа, рассчитываются следующим образом:

R11 = 10 кОм * (V_thosh / (V_ds + V_f))

Где, V_thosh - опорное напряжение вывода CSH (V_thosh = 1,2 В);
V_f - прямое падение напряжения на диоде D2 (принимается равным 0,65 В).

Здесь также обращаю ваше внимание на то, что суммарное последовательное сопротивление R10 и R11, должно быть не более 10 кОм.

В авторском варианте: R11 = 10 кОм * (1,2 / (0,93+0,65)) = 7,45 кОм. Ближайший существующий номинал - 7,5 кОм.

R10 = 10 кОм - R11 = 10 - 7,5 = 2,5 кОм. Ближайший существующий номинал - 2,4 кОм.  

Резистор R12 - блокирующий резистор, служащий для задания необходимого смещения диода D2. Его номинал во всех случаях может быть равен 10 кОм. 

Резистор R13 предназначен для предварительного зарядка бустрепной емкости C9. Номинал резистора R13, рассчитывается исходя из минимального значение питающего напряжения (напряжение питания с учетом колебаний сетевого напряжения). При минимальном значении питающего напряжения, ток через резистор R13 должен быть не менее 1 мА. В авторском варианте, за минимальное питающее напряжение принято значение - 32 В, а значит номинал R13 должен быть: R13=32/0,001=32000 Ом, выбираем ближайший существующий номинал - 33 кОм. 

Ключевые транзисторы Q1 и Q3 должны быть максимально быстродействующими, крайне желательно использовать транзисторы специально разработанные для использования в усилителях класса D. От модели используемых транзисторов будут напрямую зависеть качественные и мощностные характеристики усилителя. Ниже представлены некоторые модели полевых транзисторов, которые отлично подойдут для использования их в усилителях класса D (в том числе и в авторской схеме):

На следующем изображении показано, в каких пределах выходных мощностей допустимо использование перечисленных ключевых транзисторов:

Снабберные цепочки C4 и R16, R28 и C19, предназначены для борьбы с паразитными явлениями, возникающими при переключении силовых ключей. Номиналы элементов данной цепочки желательно подбирать в железе при помощи осциллографа. Допускается установка элементов без подбора, согласно схеме автора.

Диоды D4 и D6, предназначены для рекуперации энергии, возникающей в катушке динамика в виде ЭДС-самоиндукции. Данные диоды должны быть достаточно быстрыми (время обратного восстановления не более 75 нс). Допускаются диоды: ES1D, MURS120, US1M, и другие аналогичные. 

Цепь из резисторов R23-25, R29-31 и C20, знакомая всем цепь Цобеля.

C5, C6, C21 и C22 - шунтирующие конденсаторы по цепям. Допускается в небольших пределах изменять номиналы данных конденсаторов в любую сторону. 

Резисторы R26 и R32 - нагрузочные резисторы. Установка их строго обязательна. Данные резисторы предназначены для первоначального запуска генерации в усилителе. Номиналы их могут в небольших пределах отличаться от указанных на схеме.

R34 - развязывающий силовую и аналоговую (сигнальную) земли резистор. 

Выходной фильтр. А вот на этом части схемы мы остановимся отдельно. В авторской схеме выходной фильтр собран на трех элементах: L1, C14 и C17. Два конденсатора необходимы для того, чтобы точно подобрать значение емкости, от которой будет зависеть частота среза фильтра. Номиналы элементов фильтра рассчитываются исходя из сопротивления подключаемой нагрузки и желаемой частоты среза фильтра. Обычно, частоту среза фильтра выбирают равной: 20 кГц - для усилителей сабвуферов и 40 кГц - для усилителей работающих на широкополосную акустическую систему. Чем ниже частота среза - тем меньше остаток несущей частоты на выходе усилителя, но тем сильнее спад АЧХ на верхнем краю частотного диапазона. Также, остаток несущей частоты на выходе усилителя, зависит от значения самой несущей частоты: чем выше несущая частота - тем меньше ее остаток на выходе усилителя (при одинаковых номиналах выходного фильтра).

Как уже было сказано выше: номиналы элементов выходного фильтра рассчитываются, в том числе, исходя из сопротивления подключаемой нагрузки. Частота среза фильтра, будет соответствовать расчетному значению только при подключении нагрузки с расчетным значением сопротивления. При подключении нагрузки с меньшим сопротивлением, частота среза фильтра будет ниже расчетного значения. И наоборот, при подключении нагрузки с большем сопротивлением - частота среза фильтра будет выше, кроме этого появится горб на верхнем краю частотного диапазона.

(Графики АЧХ для выходного фильтра из авторской схемы)

Чтобы усилитель был универсальным и мог относительно одинаково работать на нагрузку с разным сопротивлением и при этом минимизировать горб на верхнем краю АЧХ, при подключении нагрузки с большим сопротивлением, рекомендуется рассчитывать выходной фильтр на среднее значение сопротивления нагрузки. Например: если необходимо чтобы усилитель работал с нагрузками в диапазоне от 4 до 8 Ом, выходной фильтр лучше всего рассчитывать на сопротивление 6 Ом и частоту среза выбирать равную 40 кГц. В этом случае, при подключении нагрузки 4 Ом, фактическая частота среза фильтра будет равна 20 кГц (по уровню - 3 дБ), а при подключении нагрузки 8 Ом, частота среза будет 45 кГц и максимальный подъем АЧХ на краю диапазона составит всего +0,6 дБ. Чтобы полностью исключить появление горба на верхнем краю частотного диапазона, выходной фильтр необходимо рассчитывать на максимальное сопротивление подключаемой нагрузки. Однако в этом случае, если к выходному фильтру рассчитанному на нагрузку 8 Ом и частоту среза 40 кГц, подключить нагрузку с сопротивлением 4 Ом, частота среза фильтра составит 16 кГц (по уровню -3 дБ). В случае подключения нагрузки 2 Ом - всего 7 кГц, а на 20 кГц спад будет уже -9 дБ. Выходной фильтр усилителя, который будет работать в составе активной акустической системы или активного сабвуфера, лучше все рассчитывать строго под конкретное сопротивление динамика с которым данный усилитель будет работать. 

Ниже приведена таблица с номиналами фильтров для различных сопротивлений нагрузок и частот среза:

Глядя на схему и приведенную таблицу, не трудно догадаться, что в авторском варианте усилителя применен выходной фильтр рассчитанный на нагрузку 4 Ом и частоту среза 40 кГц.

Дроссель L1 лучше всего выполнять на кольцах из распыленного железа из смеси #2. Данный материал обладает низкой начальной проницаемостью и очень низкой зависимостью проницаемости от тока, а также низкие потери. Такое кольцо выглядит следующим образом:

В авторском варианте применяется кольцо с типоразмером Т106-2 (внешний диаметр - 26,9 мм, внутренний диаметра - 14,5 мм, толщина кольца - 11,1 мм). 

Ниже приведена таблица, где указано, какое количество витков необходимо намотать на кольце Т106-2 чтобы получить дроссель с определенным значением индуктивности:

Сечение провода, которым будет наматываться выходной дроссель, выбирается исходя из среднего значения выходного тока усилителя и характера усиливаемого сигнала: при долговременном усилении синусоидального сигнала, сечение провода выбирается из расчета 5 А на 1 мм², а при усилении музыкального сигнала - 8 А на 1 мм².

Ниже приведена таблица, где указана максимальная выходная мощность, среднее и амплитудное значение выходного тока, в зависимости от напряжения питания усилителя и сопротивления нагрузки:

Указанные значения выходной мощности справедливы при использовании достаточно мощного, стабилизированного источника питания. При использовании не стабилизированного источника питания, фактическое значение выходной мощности будет ниже.

Синяя область таблицы - область безопасных режимов работы авторского варианта усилителя при пассивном охлаждении, красная - при использовании активного охлаждения. Желтым, показаны режимы недоступные для авторского варианта усилителя, но допустимые для IRS2092 при использовании другого конструктивного исполнения: схемы, платы, охлаждения и прочего. 

Пример выбора номиналов выходного фильтра и сечения провода дросселя. Как пример - усилителя способный работать с широкополосным сигналом и сопротивлением нагрузки 4-8 Ом. Поскольку усилитель будет работать с широкополосным сигналом, частоту среза фильтра выбираем - 40 кГц. По таблице выбираем номиналы фильтров исходя из частоты среза - 40 кГц и среднего значения сопротивления нагрузки - 6 Ом. Получившиеся номиналы: L1 = 38 мкГн, C14 = 0,47 мкФ, C17 - не устанавливать. Чтобы получить индуктивность 38 мкГн, необходимо намотать 53 витка на кольце T106-2 (определяется по таблице выше). Сечение обмоточного провода выбираем исходя из максимальной выходной мощности, напряжения питания и минимального сопротивления подключаемой нагрузки. Предположим, что напряжение питания в данном случае +/- 45 В. Минимальное сопротивление подключаемой нагрузки - 4 Ом. По таблице, максимальная выходная мощность, при данном минимальном сопротивлении нагрузки - 201 Вт, а среднее значение выходного тока - 7,1 А. Пускай данный усилитель предназначен исключительно для усиления музыкального сигнала, а значит плотность тока в обмотке дросселя выбираем равную 8 А/мм². Вычисляем сечение провода дросселя: 7,1 / 8 = 0,89 мм². Выбираем обмоточный провод с ближайшим, большее существующее сечением и наматываем этим проводом необходимое количество витков на кольце T106-2, в нашем случае - 53 витка.

В случае применения кольца Т106-2 и других близких по габаритным размерам колец из смеси #2, задумываться о токе насыщения получившегося дросселя нет никакой необходимости, поскольку смесь #2 имеет очень низкую начальную проницаемость и очень высокий ток насыщения (Ампер на виток). Автору так и не удалось вогнать в насыщение дроссель состоящий из 83 витков провода на кольце Т106-2. Ток насыщения - более 60 А (больше выдать не позволил измерительный стенд). При меньшем числе витков, ток насыщения будет еще выше. 

Помимо распыленного железа из смеси #2, в качестве сердечника для дросселя выходного фильтра, допускается использование колец из смеси #14 и #8 (первая предпочтительней), феррита с зазором и колец из альсифера. Однако, в этом случае, расчет количества витков дросселя и прочих параметров, вам придется производить самостоятельно, а также это скорее всего потребует переделки авторской или создания полностью другой печатной платы. Использование, в качестве сердечника выходного дросселя колец из других смесей порошкового железа, например из смесей #26 и #52 - не допустимо из-за их высокой зависимости магнитной проницаемости от величины тока протекающего через дроссель. Усилитель с таким дросселем работать будет, но будет иметь неудовлетворительные технические характеристики, особенно при высоких выходных мощностях. 

Говоря о выходном фильтре, невозможно не вспомнить об остатке несущей частоты на выходе усилителя. Остаточная величина несущей частоты зависит от номиналов выходного фильтра и от самого значения несущей частоты. В авторском варианте усилителя, с авторскими номиналами элементов выходного фильтра, зависимость остаточной величины несущей от ее частоты, выглядит следующим образом:

200 кГц - 1,89 В
250 кГц - 1,20 В
300 кГц  - 0,86 В
350 кГц - 0,62 В
400 кГц - 0,45 В
450 кГц - 0,36 В
500 кГц - 0,29 В

(Остаток несущей на выходе авторского варианта усилителя, несущая частота 350 кГц)

Технические характеристики авторского варианта усилителя. Технические характеристики усилителя снимались в железе, с помощью реальных измерительных приборов. В качестве источника питания усилителя использовался линейный источник питания на основе 200 Вт'ного силового трансформатора. Накопительные емкости - 15 000 мкФ в одном плече блока питания. Выходное напряжение блока питания на холостом ходу +/- 46 В. Все параметры, если не указано иного, измерены на частоте 1 кГц. Ниже представлена сводная таблица с техническими характеристиками авторского варианта усилителя при разных значениях выходной мощности и характере нагрузки:
 

Некоторое спектрограммы нелинейных искажений:

(Спектрограмма нелинейных искажений, нагрузка 4 Ом, выходная мощность 16 Вт)

(Спектрограмма нелинейных искажений, нагрузка 8 Ом, выходная мощность 8 Вт)

Некоторые спектрограммы интермодуляционных искажений:

(Спектрограмма интермодуляционных искажений, нагрузка 4 Ом, выходная мощность 16 Вт)

(Спектрограмма интермодуляционных искажений, нагрузка 8 Ом, выходная мощность 8 Вт)

Максимальная выходная мощность на нагрузку 4 Ом (резистор) = 155 Вт;
(Напряжение питания при этом просело с +/- 46 до +/- 42 В).

(Синус 1 кГц, нагрузка - резистор 4 Ом, перед клиппингом)

(Синус 1 кГц, нагрузка - резистор 4 Ом, начало клиппинга)

(Синус 1 кГц, нагрузка - резистор 4 Ом, глубокий клиппинг)

Диапазон воспроизводимых частот:
- на нагрузке 4 Ом = 2 - 39 000 Гц;
- на нагрузке 8 Ом = 2 - 50 000 Гц;

(Частотный диапазон, нагрузка - 4 Ом)

(Частотный диапазон, нагрузка - 8 Ом)

О горбе на АЧХ. Как выше уже отмечалось, при подключении нагрузки с сопротивление большим, чем сопротивление на которое рассчитывался выходной фильтр, на верхнем краю частотного диапазона всегда будет иметь место выброс. Происходит это из-за того, что схема включения IRS2092 предполагает снятие сигнала обратной связи до дросселя, то есть - выходной дроссель обратной связью не охватывается. По этой причине, возникающие резонансные колебания в выходном фильтре, когда сопротивление нагрузки нагрузки выше расчетного (в этом случае, выходной фильтр работает как колебательный контур), ничем не демпфируются: ни сопротивлением нагрузки, ни цепью обратной связи усилителя.

Следующим образом выглядит АЧХ усилителя, при подключении различных реальных нагрузок - динамика, сабвуфера и двух различных акустических систем:

Можно заметить, что выброс АЧХ при подключении реальных акустических система - гораздо больше по величине, чем при подключении чисто резистивной нагрузки (серый график). Связано это скорее всего с тем, что импеданс реальных акустических систем нелинеен и увеличивается с ростом частоты. Особенно это заметно на примере АЧХ сабвуфера (черный график). Несмотря на то, что сабвуфер имеет номинальный импеданс 4 Ом, соответствующий сопротивлению, на которое рассчитывался выходной фильтр авторского варианта усилителя, поэтому в теории выброса на АЧХ быть вообще не должно, но на практике - выброс самый значительный. Дело в том, что сабвуферный динамик предназначен лишь для воспроизведения низких частота, поэтому на частотах близких к 20 кГц, его импеданс возрастает гораздо сильней, чем возрастает импеданс акустических систем имеющих в своем составе ВЧ динамик. 

Данный неприятный эффект не является следствием неисправности конкретного устройства. Такой же эффект будет наблюдаться в любом усилителе на базе IRS2092 и в любом другом усилителе класса D, где выходной фильтр не охвачен общей отрицательной обратной связью. К сожалению, полностью устранить данное паразитное явление - невозможно. Единственное, что можно сделать для снижения данного неприятного эффекта - рассчитывать выходной фильтр на максимальное сопротивление подключаемой нагрузки. Однако при этом, когда подключена нагрузка с меньшим сопротивлением, спад АЧХ на верхнем краю АЧХ, начнется еще в звуковом диапазоне частот. В связи с этим, идеальное применение данного усилителя - активная акустика с полосовым усилением или активный сабвуфер. В обоих случаях, усилитель будет работать с одним или несколькими динамиками, импеданс которых точно известен, что позволяет точно рассчитать выходной фильтр под известное сопротивление нагрузки, чтобы максимально снизить величину горба на верхнем крае частотного диапазона или полностью его устранить. 

Зависимость параметров усилителя от значения несущей частоты. В процессе испытаний усилителя, автор просто не мог не проверить, насколько сильно зависят параметры усилителя, а именно - нелинейные и интермодуляционные искажения, от значения несущей частоты. В результате получилась следующая таблица:

(зависимость параметров усилителя от значения несущей частоты, нагрузка - 4 Ом, выходная мощность - 16 Вт)

Надо сказать, что получен довольно необычный результат. Предполагалось, что с увеличением значения несущей частоты, все виды искажений должны снижаться, однако на практике все не совсем так. Можно видеть, что минимальный уровень нелинейных и интермодуляционных искажений получен при значении несущей частоты 200 и 500 кГц, а максимальный уровень искажений - при среднем значении несущей частоты 300 кГц. То есть, при увеличении несущей частоты до 300 кГц, уровень всех видов искажений сначала увеличиваются, а после 300 кГц - снижается с увеличением значения несущей частоты. Скорее всего, происходит это по причине того, что при работе усилителя со значением несущей частоты около 300 кГц, возникают какие-то паразитные резонансных явления.

Такой же эксперимент был проведен при большем значении выходной мощности усилителя (130 Вт), результат получился следующий:

(зависимость параметров усилителя от значения несущей частоты, нагрузка - 4 Ом, выходная мощность - 130 Вт)

Здесь уже можно видеть совершенно другой результат, а именно, что зависимости величины нелинейных и интермодуляционных искажений от значения несущей частоты - почти нет. Лишь при значении несущей частоты 500 кГц, происходит относительно резкое падение нелинейных искажений на 0,013 %.

Стоит уточнить, что искажения измерялись на частоте 1 кГц. Зависимость нелинейных и интермодуляционных искажений от значения несущей частоты, будет гораздо боле выражена на более высоких частотах.

Синусоидальный сигнала на выходе усилителя. Далее будут показаны осциллограммы синусоиды различной частоты на выходе усилителя. 

(Частота 1 кГц, нагрузка 4 Ом)

(Частота 3 кГц, нагрузка 4 Ом)

(Частота 5 кГц, нагрузка 4 Ом)

(Частота 10 кГц, нагрузка 4 Ом)

(Частота 20 кГц, нагрузка 4 Ом)

Начиная с частоты 5 кГц, становится отчетливо видна дискретность выходного сигнала и некоторые паразитные выбросы. Однако, боятся этого не стоит, поскольку ни один динамик, в силу своей механической инерционности не сможет воспроизвести сигнал в том виде, в котором вы видите это на экране осциллографа. Из-за той же инерционности динамика, форма сигнала будет сглажена и вы услышите самый обычный, привычный синус или другой сигнал.

Субъективные впечатления от прослушивания. Экспресс прослушивание, если его можно так назвать, происходило с использованием двухполосной акустической системы с номинальным значением импеданса - 8 Ом. При субъективном сравнении с усилителем класса AB, в низкочастотной и среднечастотной части диапазона, при быстром переключении усилителей, каких-либо заметных отличий нет вообще. В высокочастотной части диапазона, при работе обсуждаемого в данной статье усилителя класса D, отчетливо ощущается подъем уровня и какая-то непривычная неестественность высоких. Правда спустя всего 3-5 минут, слух замыливается и перестает вовсе улавливать какую-либо разницу в сравнении с усилителем класса AB.

Немного о нагреве элементов усилителя и КПД. Учитывая, что речь идет об усилителе класса D - наверное это особенно интересный раздел данной статьи. Как уже могли видеть на заглавной фотографии статьи, ключевые транзисторы и транзистор стабилизатора напряжение драйвера IRS2092, установлены на достаточно мелком радиатора, площадь которого составляет всего около 90 см². Данного радиатор хватило бы разве что для отвода тепла от предвыходных транзисторов типового усилителя класса AB. Авторский вариант усилителя, при работе на холостом ходу (без входного сигала, но с подключенной нагрузкой), потребляет от источника питания 5 Вт. Радиатор усилителя нагревается приблизительно до 45 градусов Цельсия. Нагрев обусловлен нагревом транзистора стабилизатора напряжения драйвера. Также, на плате греются гасящие резисторы питания аналоговой части усилителя. На холостом ходу, нагрева выходного дросселя не происходит. При работе усилителя на максимальной выходной мощности (около 150 Вт на нагрузку 4 Ом), радиатор усилителя нагревается до 75 градусов Цельсия. Микросхема IRS2092 - до 50 градусов. Кроме этого, до 50 градусов Цельсия, нагревается бустрепный диод на плате усилителя. Выходной дроссель также нагревает до 50 градусов. При выходной мощности 155 Вт, от источника питания усилитель потребляет 186 Вт, что соответствует КПД 83 %. Чтобы еще повысить КПД усилителя, необходимо отказаться от стабилизатора напряжения драйвера на плате усилителя, запитав последний от отдельного источника питания - это позволит увеличить КПД минимум на 5%. 

Article2

Электромагнитное излучение. Первоначально, автор выбрал значение несущей частоты 350 кГц, как не слишком высокое и не слишком низкое значение, после чего приступил к испытаниям собранного усилителя. Испытания проходили рядом с персональным компьютером, приблизительно на расстоянии 30-40 см от монитора и клавиатура (системный блок находился гораздо дальше). Важное замечание: усилитель и компьютер, при этом были электрически никак не соединены, кроме как через общую электрическую сеть. При работе усилителя на холостом ходу и малых значениях выходной мощности, никаких странностей не наблюдалось. Все самое интересное начало происходить при выходной мощности усилителя близкой к максимальной. Клавиатура компьютера начала сходить с ума: на ней произвольно загорались и тухли светодиоды индикации режимов "Num Lock", "Caps Lock" и "Scroll Lock", самопроизвольно "нажимались" или залипали клавиши, а когда на них реально нажимали - не всегда срабатывали. Данное неприятное явление исчезало сразу как только испытуемый усилитель выключался или его выходная мощность снижалась. Все это говорит о том, что получившийся усилитель класса D, кроме того, что он усилитель, он еще немножечко - генератор помех. После увеличения несущей частоты с 350 до 375 кГц, клавиатура полностью перестала вести себя подобным образом. Вряд ли электромагнитное излучение из-за изменения несущей частоты полностью пропало, скорее всего просто на него перестала реагировать данная конкретная модель компьютерной клавиатуры. К сожалению, автор не имеет возможности произвести объективные измерения уровня излучаемых усилителем электромагнитных помех. Всем, кто собирается повторять авторский вариант усилителя или любой другой усилитель класса D, стоит быть готовым к тому, что этот усилитель может достаточно сильно гадить в эфир - это один из недостатков импульсных усилителей мощности.

Первое включение усилителя. Правильно собранное устройство, собранное из оригинальных и исправных деталей, запускаются сразу же и в какой-либо наладке не нуждается. Первое включение целесообразно производить с ограничением тока, включив например лампу накаливания последовательно с первичной обмоткой сетевого трансформатора или входом импульсного источника питания. Движок подстроечного резистора R14, при первом включении должен находиться в среднем положении. Вход усилителя желательно замкнуть, к выходу подключить нагрузку в виде резистор. После первой подачи питающего напряжения, на выходе усилителя должен появиться остаток несущей частоты. Зафиксировать это можно с помощью осциллографа, либо частотомера. Вращением движка подстроечного резистора R14 настраивается желаемое значение несущей частоты. Рекомендую значение несущей частоты выбирать следующим: 200-300 кГц - для усилителя сабвуфера, 350-450 кГц - для широкополосного усилителя. В зависимости от используемых ключевых транзисторов и других факторов, могут быть доступны не все значения несущей частоты (при некоторых значениях, могут иметь место срывы генерации, сквозной ток, срабатывания токовой защиты усилителя). При точном повторении авторского варианта усилителя, доступен весь диапазон несущих частот. После выбора значения несущей частоты, усилитель можно считать готовым к работе. Однако, перед началом полноценной эксплуатации усилителя, желательно протестировать его в работе на разных частотах и мощностях.  

Немного фотографий авторского варианта усилителя.

И в завершении статьи, выражаю благодарность Антону Наймушину и Илье Симонюку, за безвозмездном предоставленные автору радиоэлементы!

Список радиоэлементов

^{Скачать список элементов (PDF)}

Теги:

• УНЧ
• Sprint-Layout