УМЗЧ с высоким КПД

Предлагаемый усилитель мощности отличается повышенным КПД, что достигается управлением напряжения питания выходного каскада УМЗЧ в соответствии с огибающей сигнала. Узел следящего питания работает как ШИ регулятор в режиме класса D. При выходной мощности до 90 Вт усилитель имеет очень низкие нелинейные искажения и малый уровень помех. Выбор доступной элементной базы позволяет собрать современный усилитель с высокими параметрами.

О недостатках усилителей с ШИМ.
При большой мощности усилителей остро становится вопрос о КПД выходного каскада. Безусловно, здесь абсолютными лидерами являются усилители класса D. И хотя регулярно появляются сообщения о создании усилителей с ШИМ, которые звучат лучше усилителей класса АВ, с КНИ менее 0,005 % и собственными шумами -123 дБ, я считаю, что это результаты "продвинутых" измерений, а не реальные достижения, так как здесь действует ряд физических ограничений, которые можно только игнорировать, но не обойти. Иначе все давно бы перешли на усилители класса D. Либо фирмы лукавят, и эти усилители работают не в "чистом" классе D, а в гибридном, совмещающем импульсный и аналоговый режимы. Конечно, если измерять шум в диапазоне 20 кГц с взвешивающим фильтром, то отношение сигнал/шум, возможно, и станет равным 123 дБ. Присущий усилителю класса D шум квантования (как и подавляемая помеха тактовой частоты) находится за пределами слышимого диапазона и, следовательно, не должен быть заметен, но только когда он имеет стационарную неизменную характеристику. Однако скважность импульсов усилителя с ШИМ постоянно меняется в зависимости от управляющего сигнала, изменяются амплитуда и спектр шума. Таким образом, высокочастотный шум создает эффект, подобный интермодуляционным искажениям, уже заметным в звуковом диапазоне; фактически возникают ошибки в доли милливольта на фоне широкополосного шума в несколько вольт. Поэтому, если шум измерять в полосе до 1 МГц, для большинства таких усилителей этот параметр окажется, близок к 35 дБ. В ЦАП шумовую составляющую отсекают специальными мерами, эквивалентными по действию фильтрам с крутизной более 60 дБ на октаву. Но в усилителях с ШИМ, из соображения минимальных потерь и нестабильности АЧХ и ФЧХ, используют фильтры с крутизной не более 12 дБ на октаву, а также довольно низкую тактовую частоту (для получения высокого КПД). Поэтому амплитуда и влияние неподавленного ВЧ шума здесь неизмеримо выше. Шумы и помехи от блоков питания, в том числе импульсных, необходимо всемерно подавлять.

А в УМЗЧ, что же, они перестают влиять на звук? Узкий спектр гармонических искажений и большая линейность триодов в ламповом усилителе, видимо, способствуют созданию мягкого звучания, а выходной трансформатор УМЗЧ - эффективный фильтр третьего порядка для внеполосных составляющих, проникающих в усилитель. Транзисторные же усилители с глубокой ООС нередко имеют довольно большой ВЧ шум, обусловленный малым запасом устойчивости и конструктивными особенностями. В этих УМЗЧ и цепи ООС имеют полосу до нескольких мегагерц, что позволяет ослабить влияние шума, который имеет, как правило, относительно равномерный спектр. Напротив, в усилителях с ШИМ полоса частот цепи ООС ограничена частотой среза выходного LC-фильтра и не превышает двух-трех десятков килогерц. На какие только ухищрения не пускаются разработчики мощных двухтактных усилителей, чтобы исключить излом в непрерывной передаточной функции усилителя. Кроме режима усиления в глубоком классе АВ созданы варианты классов АА, А+, "Non switching". А в усилителях класса D в сигнале содержится просто чудовищный набор импульсов-ступенек из-за того, что непрерывная передаточная функция в нем заменяется ступенчатой. Поэтому утверждение, что усилитель класса D воспроизводит звук лучше усилителя класса АВ, - просто рекламный трюк. Ведь спектр помех от ступенек также находится за пределами слышимого диапазона. Однако их влияние на звук крайне заметно! Недаром эти искажения выделяют особым названием. Кроме того, у мощных ключей на полевых транзисторах при изменении реакции нагрузки наблюдается заметный джиттер (нестабильность фронтов переключения). АЧХ и фазовая задержка выходного LC-фильтра также сильно изменяются, если нагрузка имеет комплексный характер. Поэтому на реальной нагрузке, каковой является акустическая система с зависимым от частоты импедансом, будут возникать сильно изменяющиеся, нестабильные амплитудно-фазовые искажения. А слух к этим искажениям очень чувствителен. Необходимо отметить, что мощные ключи выходного каскада в классе D коммутируют напряжение питания. А это значит, что вся нестабильность питания проникает на выход усилителя. И для подавления этих помех нужно стабилизированное питание либо ООС с выхода ключа, что не всегда действует достаточно эффективно. Но в остальном усилители с ШИМ не так уж и плохи. Реально они обеспечивают уровень нелинейных искажений порядка -60 дБ (0,1 %), что устраивает многих потребителей и чего вполне достаточно для высококачественного сабвуфера, но совсем недостаточно для высококачественного широкополосного звуковоспроизведения. Казалось бы, столь очевидный способ двухканального усиления, когда низкочастотные сигналы усиливаются импульсным каналом, а высокочастотные - аналоговым, а затем суммируются на нагрузке через LC-фильтр, на практике не реализуем. Из-за фазового сдвига, возникающего в LC-фильтрах, мощность сигнала от аналогового канала на частоте раздела превышает в полтора раза мощность сигнала на нагрузке, так как аналоговому каналу приходится компенсировать сигнал с фазовым сдвигом от импульсного канала. Поэтому при таком способе усиления серьезного выигрыша по КПД не будет. Для получения высокого КПД и качества выходного сигнала наиболее целесообразно использовать выходной каскад с "плавающим" импульсным питанием, когда на мощных транзисторах выходного каскада поддерживается напряжение всего несколько вольт "следящим" усилителем-регулятором с ШИМ. Тогда и линейность и КПД выходного каскада будут высоки и снимается ряд сложностей, возникающих при использовании "чистого" усилителя с ШИМ. Но и здесь надо преодолеть три проблемы:
1. Ограниченная полоса усилителя-регулятора с ШИМ.
2. Интенсивные помехи по питанию усилителя.
3. Получение возможно большего КПД усилителя, т. е. максимальное снижение потерь от переключения. Для этого лучше использовать ШИ регулирование не с фиксированной частотой, а адаптивной, где частота и скважность импульсов меняются в зависимости от уровня выходного сигнала.
Для решения третьей проблемы наилучшим образом подходят ШИМ автогенераторы релейного типа (на основе компаратора с гистерезисом), которые по принципу работы близки к сигма-дельта модуляторам. А с первыми двумя проблемами успешно справляется предлагаемый узел.

Описание схемы усилителя.
Рассмотрим упрощенную схему предлагаемого усилителя (рис. 1).

Входной сигнал подается на согласующий буферный усилитель DA1. С него сигнал распределяется на два ШИ регулятора (DD1, DD2), отслеживающих напряжения питания плюсовой и минусовой полярности, и через согласующий НЧ фильтр на аналоговый мощный усилитель DA2. С выхода DA2 усиленный сигнал поступает на нагрузку. Здесь ток, отдаваемый в нагрузку усилителем DA2, одновременно управляет мощным каскадом на транзисторах VT1-VT4, от которого ток через дроссель L1 также поступает на нагрузку. В этой связке ток, поступающий от усилителя DA2, в десятки раз меньше тока от транзисторов VT3, VT4, и тепловая мощность, рассеиваемая на DA2, в десятки раз снижается. Но если транзисторы VT3 и VT4 по каким-либо причинам войдут в насыщение, нагрузка на DA2 увеличивается. Здесь усилитель DA2 и транзисторы VT1-VT4 работают в широкой полосе частот, что обеспечивает совпадение фаз сигналов и высокую устойчивость УМЗЧ. Дроссель L1 эффективно подавляет импульсные помехи от мощного каскада на VT3 и VT4 за счет большого сопротивления дросселя на высоких частотах и малого выходного сопротивления усилителя DA2. Такая структура позволяет использовать для транзисторов VT3 и VT4 "плавающее" питание низким напряжением 2х(2...3) В от ШИ регуляторов DD1 и DD2 и тем приблизить КПД выходного каскада к усилителям класса D. При этом если изменения напряжения питания с регуляторов не будут "поспевать" за выходным сигналом, дополняющую роль возьмет на себя усилитель DA2. В результате АЧХ всего устройства, уровень помех и линейность фактически определяются полосой и качеством мощного усилителя DA2. То, что частоты свыше 20 кГц будут воспроизводиться усилителем, работающим с гораздо худшим КПД, на общем КПД будет мало сказываться, так как согласно публикации МЭК 268-1С мощность сигналов с частотами свыше 6,3 кГц в большинстве музыкальных инструментов и человеческом голосе составляет менее 1,4 % от всей мощности. Но, безусловно, это не исключает наличия сигналов с большим уровнем высокочастотных сигналов, особенно при воспроизведении "электронной" музыки. Зато, если выходной каскад питать "плавающим" напряжением +/-2,5 В вместо общего напряжения питания +/-35 В, т. е. снизив его в 14 раз, тепловая мощность, выделяемая на коллекторах выходных транзисторов VT3 и VT4, снизится более чем в 6 раз, что позволит соответственно уменьшить площадь теплоотвода. При этом КПД выходного каскада на транзисторах VT3, VT4 составит 85 % и при увеличении общего напряжения питания будет еще выше. Цепь R1C1 сужает полосу рабочих частот для усилителя DA2, что делается для снижения динамических искажений, и позволяет за счет фазовой подстройки сигналов продлить до 20 кГц частотную полосу совместной работы этого усилителя и мощных транзисторов VT3, VT4 без снижения КПД. Диоды VD1 и VD4 ограничивают максимальный ток транзисторов VT1-VT4, позволяя получить от DA2 большой ток в нагрузку без увеличения напряжения насыщения.

Технические характеристики
Максимальная выходная мощность, Вт, Rн = 4 Ом, Кг = 10%, F = 1 кГц ................................ 140
Номинальное входное напряжение, В ............................................................................................ 1
Диапазон воспроизводимых частот по уровню -3 дБ, Гц............................................................. 8...50000
Коэффициент нелинейных искажений при Рвых = 90 Вт, Rн = 4 Ом, на частоте 1 кГц, % .... 0,006
Отношение сигнал/шум, дБ (невзвешенное в полосе 1...22 кГц) ................................................ 100
КПД выходного каскада, %................................................................................................................. 85

Столь малые нелинейные искажения получены при использовании в качестве DA2 микросхемы усилителя, но если применить высококачественный усилитель на транзисторах, их можно снизить до 0,002 %. Однако сложность всего устройства возрастает более чем в два раза. Для публикации выбран вариант с микросхемой. Именно такая конструкция, по мнению автора, дает предел достижения по сочетанию критериев КПД-качество для УМЗЧ. Узел аналоговой части усилителя построен с использованием микросхем и мощного каскада на комплементарных транзисторах; его схема изображена на рис. 2.

В качестве входного буферного усилителя DA1 применен ОУ К140УД23. Входной сиг-нал подан на инвертирующий вход просто для удобства измерения, но может быть подан на неинвертирующий при соответствующем изменении схемы. С выхода DA1 сигнал подается на два развязывающих НЧ фильтра С1R3 и R5C6. После фильтра R3C1 сигнал поступает к ШИ регуляторам, а с фильтра R5C6 - на микросхему УМЗЧ TDA7294(DA2). Включение интегрального УМЗЧ несколько необычно: токи его выходного каскада, протекающие через выводы питания, используются для управления "внешним" оконечным каскадом на мощных комплементарных транзисторах VT1-VT4, причем выходной ток микросхемы корректирует нелинейность усиления тока транзисторным каскадом непосредственно на нагрузке благодаря действию петли общей ООС. Сопротивление резисторов R13, R14 должно быть достаточно малым, чтобы обеспечить ток для полного открывания транзисторов VT3 и VT4. Но для термостабильности режимов работы транзисторов VT1, VT2 сопротивление этих резисторов не должно быть слишком низким. Поэтому для ограничения максимального тока установлено не по одному, а по два диода (VD3, VD4 и VD7, VD8). Сопротивление резистора R13 в полтора раза больше, чем у R14, так как коэффициент передачи тока базы транзисторов КТ819Г в среднем в полтора раза больше, чем у транзисторов КТ818Г. Диоды VD5 и VD6 должны иметь тепловой контакт с транзисторами VT1 и VT2 для термостабилизации режима. Диоды VD9 и VD10 ускоряют переключение выходных транзисторов VT3 и VT4, уменьшая искажения типа "ступенька". Резистор R15 совместно с дросселем L1 образуют цепь высокочастотной коррекции выходного каскада. Цепь R16L2 служит для защиты от емкостной составляющей в нагрузке. Резисторы R16 и R17 уменьшают добротность дросселей L1 и L2 и заметно повышают запас устойчивости усилителя. Сигнальные общие цепи и общие цепи питания разделены для уменьшения помех, они соединены только в блоке питания.

Узел следящего питания
состоит из двух ШИ регуляторов, его схема изображена на рис. 3.

Входной сигнал поступает на два буферных каскада на транзисторах VT1 и VT2, питание которых задается цепями VD1R8 и VD2R9. Собственно ШИ регуляторы представляют собой два зеркально симметричных однотактных канала для плюсовой и минусовой полярности питания мощных транзисторов. Поэтому в дальнейшем рассмотрим только один из каналов (верхний по схеме). С эмиттера VT1 сигнал через резистор R4 поступает на один из входов дифференциального каскада на транзисторах VT3, VT5. На базу VT3 через резистор R20 подается сигнал с выхода мощного ключа на полевом транзисторе VT17. Резисторы R4 и R20 создают гистерезис на входе усилителя, необходимый для устойчивой генерации прямоугольных сигналов. На второй вход дифференциального каскада подается сигнал обратной связи с выхода регулятора, сформированный цепью R17C1R21. Резистор R7 создает небольшое смещение, задавая начальное выходное напряжение 2,5 В, необходимое для питания мощного выходного каскада. Если резисторы R6 и R7 исключить, то начальное напряжение повысится до 3,6 В. С коллектора транзистора VT5 сигнал поступает на формирователь прямоугольного импульса на VT7, а с его коллектора - на усилитель тока на транзисторах VT9, VT10, VT13, VT14. Двухкаскадный повторитель необходим для создания импульсов тока, необходимых для быстрой перезарядки емкости затвора мощного полевого транзистора VT17. Диод VD9 уменьшает сильные выбросы напряжения, образуемого при закрывании VT17. Для уменьшения сквозного тока через VD9 во время закрывания диода на его вывод надето ферритовое кольцо диаметром 3 мм, которое образует индуктивность L3. Импульсные пульсации на стоке VT17 сглаживаются фильтром L1C10. Цепь формирования гистерезиса R4R20, цепь обратной связи R17C1R21, выходной фильтр L1C10 и время прохождения сигнала по усилителю задают частоту и скважность импульсов, формируемых в канале регулирования. При этом, в зависимости оттока и напряжения нагрузки, частота изменяется от 70 до 420 кГц, оптимизируя переключение полевых транзисторов с минимальными потерями. ШИ регуляторы поддерживают работу выходного каскада аналогового канала с высоким КПД в диапазоне до 36 кГц. Различие в номиналах резисторов R20 и R23 связано с разницей в скорости переключения мощных комплементарных транзисторов.

О монтаже усилителя
Для уменьшения помех, создаваемых мощными транзисторами ШИМ усилителей, выводы конденсаторов С7-С12 (согласно рис. 3) должны быть короткими, располагая конденсаторы возможно ближе к выводам транзисторов VT17, VT18 и диодов VD9, VD10, иначе импульсные помехи по цепям питания могут нарушать работу ШИ регуляторов. Для уменьшения наводимых помех усилитель целесообразно выполнить на двух платах. Монтаж цепей общего провода Общ. 1 и Общ. 2 следует вести раздельно и объединить их в одной точке соединения оксидных конденсаторов в блоке питания. Использование элементов поверхностного монтажа позволит уменьшить габариты плат и наводки импульсных помех. Микросхему TDA7294 необходимо установить на пластинчатый теплоотвод размерами 50x100 мм, мощные транзисторы VT1-VT4 (схемы на рис. 2) - на пластину размерами 100x100 мм, а полевые транзисторы IRFZ34, IRF9Z34 и диоды КД2994 - на пластину размерами 50x100 мм.

C. Шпак, г. Казань, Татарстан, Радио №4, 2009г.

Теги:

• УНЧ