LLC Резонансный ИИП для УМЗЧ на базе L6599 [2019]

Пролог. Эта статья посвящена очередному импульсному источнику питания для усилителей мощности звуковой частоты (УМЗЧ), на этот раз, выполненному на базе достаточно популярной микросхемы производства STMicroelectronics - L6599. Микросхема снискала высокую популярность в кругах профессионалов и среди любителей электроники на западе. Эту микросхему с высокой вероятностью, возможно встретить в блоках питания современных телевизоров, компьютерных блоках питания дорогих серий и других блоках питания. На китайских сайтах в продаже не трудно найти готовые импульсные блоки на базе данной микросхемы, в том числе созданные для питания УМЗЧ. Однако, среди радиолюбителей с просторов СНГ, эта микросхема не пользуется популярностью. Вероятно в силу ее относительной новизны и относительной сложности устройства на ее базе. В русскоязычном сегменте интернета, на момент написания данной статьи, автору не удалось найти ни одного материала по теме данной микросхемы и даже ни одной фотографии законченного устройства сделанного на ее базе. Все упоминания о L6599 сводятся к темам форумов, где просят совета по починке какого-либо заводского блока питания на базе данной микросхемы. Зато за пределами Рунета, удалось найти несколько любительских блоков питания для УМЗЧ на ее базе, правда, все они оказались коммерческими проектами. Данная статья призвана заполнить информационный пробел и популяризировать L6599 на просторах Рунета. Статья и устройство, в ней описанное, ориентированы на опытных радиолюбителей. Ввиду этого, мы не будем останавливаться на очевидных моментах, предполагается что читатель, по умолчанию должен обладать определенным, базовым набором знаний по теме. Пожалуй, даже не стоит пытаться, браться за повторение описанного блока питания, не имея достаточного опыта и знаний в области импульсных источников питания - крайне маловероятно, что из этого выйдет что-то хорошее. Тем не менее, данную статью можно порекомендовать к прочтению и новичкам, для повышения общего уровня знаний по теме силовой электроники.

Краткая справка о L6599. L6599 - контроллер полумостового, резонансного преобразователя со встроенным высоковольтным драйвером, программируемым генератором и фиксированным мертвым временем. Имеет встроенную схему, заменяющую высоковольтный бустерный диод. Микросхема относительно новая, если судить по даташиту, который датирован 2009 годом. Последняя ее версия - L6599AT, которая применяется в авторском варианте описываемого в данной статье блока питания - датируется 2017 годом. Микросхема L6599 имеет несколько модификаций: L6599 - самая первая версия микросхемы, на данный момент снята с производства; L6599A - первая, улучшенная модификация пришедшая на смену L6599; L6599AF - модификация микросхемы предназначенная для экстремальных температур; L6599AT - наиболее современная модификация микросхемы. Все перечисленные модификации микросхемы совместимы. В далее описываемой схеме, допускается применять любую из перечисленных модификация микросхемы, но рекомендуется использовать последнюю, наиболее современную - L6599AT. Микросхема имеет богатый набор функций, который предоставляет разработчику широкие возможности по построению на ее базе качественного, современного импульсного источника питания.

Список возможностей микросхемы L6599:
Микротоковый старт;
Мощный встроенный драйвер низкого и верхнего уровней;
Встроенный бустерный диод для организации плавающего питания высоковольтного драйвера;
Программируемый генератор;
Фиксированное мертвое время;
Софт-старт;
Пакетный режим работы;
Интерфейс для связи с контроллером корректора коэффициента мощности (ККМ);
Двухступенчатая защита от перегрузки и короткого замыкания: частотный сдвиг и принудительное отключение;
Дополнительный вывод останавливающий микросхему по заданному внешнему условию;
Защита от пониженного входного сетевого напряжения;

Выводы L6599 и их назначение.

1 (Css): Вывод, предназначенный для подключения внешнего конденсатора софт-старта, емкость которого определяет продолжительность работы в режиме софт-старта;
2 (DELAY): Вывод, предназначенный для задания величины задержки до отключения при перегрузке по току и времени, после которого будет возобновлена работа микросхемы, после срабатывания токовой защиты;
3 (CF): Вывод, предназначенный для подключения внешнего, таймингового конденсатора, задающего минимальную и максимальную рабочие частоты, а также частоту софт-старта;
4 (RFmin): Вывод, предназначенный для задания минимальной и максимальной рабочих частот, частоты софт-старта, а также подключения цепи обратной связи;
5 (STBY): Вывод для подключения к нему внешней цепи, задающий условия перехода в пакетный режим;
6 (ISEN): Вывод, предназначенный для подключения к нему цепи слежения за величиной первичного тока преобразователя, организации токовой защиты от перегрузки и короткого замыкания;
7 (LINE): Вывод, предназначенный для контроля над величиной напряжения на высоковольтной питающей шине преобразователя, организации защиты от пониженного входного сетевого напряжения;
8 (DIS): Вывод, предназначенный для подключения к нему внешней цепи, останавливающий работу преобразователя по заданному ею условию;
9 (PFC_STOP): Вывод для синхронизации работы микросхемы с контроллером ККМ;
10 (GND): Вывод сигнальной и силовой земли драйвера нижнего уровня;
11 (LVG): Выход драйвера нижнего уровня. Внутренне притянут к GND;
12 (Vcc): Вывод питания микросхемы (логических схем и драйвера нижнего уровня);
13 (N.C.): Вывод не используется. Электрически он не связан с внутренними цепями микросхемы;
14 (OUT): Вывод высоковольтной плавающей земли драйвера верхнего уровня;
15 (HVG): Выход драйвера верхнего уровня. Внутренне притянут к OUT;
16 (VBOOT): Вывод питания высоковольтного драйвера верхнего уровня.

Некоторые важные параметры L6599AT (могут незначительно отличаться у других модификаций микросхемы):
Максимально допустимое напряжение питания микросхемы - 16 В;
Положительное пороговое значение напряжения питания микросхемы (напряжение, при котором она переходит из режима ULVO  в активное состояние) - 10 ... 11,4 В;
Отрицательное пороговое значение напряжения питания микросхемы (напряжение, при котором она переходит из активного состояния в режим UVLO) - 7,5 ... 8,9 В;
Стартовый ток - не более 250 мкА;
Рабочий ток - не более 5 мА;
Опорное напряжение первого компаратора вывода ISEN (защита от перегрузки) - 0,76 ... 0,84 В;
Опорное напряжение второго компаратора вывода ISEN (защита от короткого замыкания) - 1,44 ... 1,56 В;
Опорное напряжение компаратора вывода LINE (защита от пониженного выходного напряжения) - 1,2 ... 1,28 В;
Напряжение стабилитрона вывода LINE (защита вывода LINE от повышенного напряжения) - 6 ... 8 В;
Токовый гистерезис вывода LINE - 10 ... 16 мкА;
Опорное напряжение компаратора вывода DIS (отключение по внешнему условию) - 1,78 ... 1,92 В;
Мертвое время - 0,2 ... 0,4 мкс;
Опорное напряжение вывода RFmin - 1,8 ... 2,2 В;
Максимальный ток вывода RFmin - 2 мА;
Пороговое напряжение вывода STBY - 1,2 ... 1,28 В;
Максимально допустимый вытекающий/втекающий ток драйвера +300 / -700 мА.

Далее разберем работу отдельных узлов и режимов микросхемы.

UVLO. Состояние микросхемы, в котором она находиться тогда, когда ее напряжение питания ниже порогового положительного или отрицательного значения, а также при других условиях, о которых будет написано далее. В режиме UVLO генератор и драйвер микросхемы выключены, а сама микросхема потребляет сверхмалый ток.

Генератор. Программируется с помощью внешнего конденсатора Cf, подключенного к соответствующему выводу. Конденсатор попеременно заряжается и разряжается током, величина которого программируется с помощью внешней цепи подключенной к выводу RFmin. Напряжение на RFmin поддерживается с высокой точностью, а максимальная величина вытекающего тока, который может обеспечить указанный вывод - составляет 2 мА. Чем выше мгновенная величина тока вытекающего из вывода RFmin и протекающего через частотозадающие резисторы на землю, тем выше частота работы генератора. На рисунке показана упрощенная внутренняя схема генератора микросхемы L6599AT.

Емкость конденсатора Cf выбирается исходя из токовых возможностей вывода RFmin. Номиналы частотозадающих резисторов Rfmin, Rfmax и Rss, выбираются таким образом, чтобы генератор мог охватить весь диапазон частот, необходимых для поддержания стабильного выходного напряжения во всем диапазоне питающих напряжений блока питания и нагрузок на его выходе.

Для расчета сопротивлений частотозадающих резисторов Rfmin и Rfmax, в даташите приводятся следующие формулы:

Стоит отдельно отметить, что при использовании пакетного режима работы L6599 (подробнее о нем далее), формула для расчета сопротивления резистора Rfmax, будет другой и будет иметь следующий вид:

Однако, эти и последующие формулы, приводимые в настоящей статье, вряд ли вам понадобятся, так как в конце статьи вы сможете найти созданный автором калькулятор, предназначенный для автоматического расчета всех необходимых значений (подробнее об этом далее).

На следующей иллюстрации, показана временная зависимость между напряжением на тайминговом конденсаторе Cf, напряжением на выходах драйверов затворов, а также напряжением плавающей земли драйвера верхнего уровня. Обратите внимание, что напряжение на выходе драйвера нижнего уровня появляется, когда конденсатор Cf заряжается, а на выходе драйвера верхнего уровня - когда Cf разряжается. Таким образом, при запуске блока питания или при начале очередного цикла работы в пакетном режиме, полевой ключ нижнего уровня открывается всегда первым. Сделано это для того, чтобы вольтдобавочный конденсатор плавающего питания драйвера верхнего уровня, который заряжается всякий раз, когда открывается ключ нижнего уровня, зарядился до того, как придет время открыть ключ верхнего уровня.

Пакетный режим работы. Когда резонансный преобразователь мало нагружен или вообще не нагружен, он работает на максимальной частоте. Чтобы в этих условиях поддерживать выходное напряжение на заданном уровне и для того, чтобы избежать жесткого переключения, через первичную обмотку трансформатора должен протекать значительный остаточный ток намагничивания. Этот ток создает определенные потери, которые мешают преобразователю быть экономичным. Чтобы избавится от этой проблемы, в L6599 включили возможность работы в пакетном режиме. В этом режиме, импульсы на ключевые транзисторы поступают не постоянно, а сериями из ограниченного их числа (пакетами), разделенными длительными периодами простоя, когда оба ключа находятся в выключенном состоянии. Благодаря этому средняя величина остаточного тока намагничивания и связанные с этим потери на холостом ходу будут значительно снижены.

Управление пакетным режимом осуществляется с помощью вывода 5 (STBY) микросхемы. Если напряжение на этом выводе снижается ниже порогового значения, микросхема переходит в состояния ожидания: генератор микросхемы остановлен, оба ключевых транзистора закрыты, конденсатор софт-старта остается в заряженном состоянии. Генератор снова активируется, как только напряжение на выводе STBY превысит пороговое значение на 50 мВ, после чего начинается следующий цикл работы в пакетном режиме, либо преобразователь переходит в рабочий режим (при увеличении величины нагрузки на выходе блока питания выше заданного значения).

Для реализации пакетного режима в преобразователе, вывод STBY должен быть включен в петлю обратной связи. На следующей иллюстрации показан простейший способ реализации пакетного режима, подходящий для узкого диапазона входных напряжений (при наличии ККМ):

В случае достаточно большого диапазона входных напряжений (при отсутствии ККМ в схеме преобразователя), необходимо использовать схему, показанную на следующей иллюстрации:

Здесь следует сделать небольшое отступление. На данной иллюстрации (взятой из даташита L6599 за 2009 год), имеется опечатка - перепутаны обозначения элементов RC и RD. На самом деле, резисторы должны быть подписаны наоборот. Эту опечатку заметили и исправили в даташите за 2017 год:

Это не единственная опечатка обнаруженная автором статьи в даташите за 2009 года, об остальных опечатках так же будет указано далее. Будьте внимательны, не дайте себе ошибиться.

Итак, правильная схема реализации пакетного режима для широкого диапазона входных напряжений, показана на следующей исправленной автором иллюстрации:

Поскольку частота переключения в резонансном преобразователе зависит от входного напряжения, то в случае достаточно большого диапазона входных напряжений, значение мощности при котором преобразователь переходит в пакетный режим и обратно, значительно менялось бы. Поэтому для исключения этого неприятного момента, необходимо использовать схему показанную выше, где информация о напряжении на высоковольтной питающей шине преобразователя, добавлена к напряжению, приложенному к выводу STBY. К сожалению, из-за сильно нелинейных отношений между частотой переключения и входным напряжением, оптимальное соотношение резисторов RA и RB придется подбирать экспериментально. При этом необходимо строго придерживаться соотношения RA + RB >> RC.

Какая бы схема не была использована для реализации пакетного режима, принцип ее работы можно описать следующим образом. Когда нагрузка снижается ниже определенного заданного значения, частота переключения будет стремиться превысить максимальное значение, заданное резистором Rfmax. Это приведет к тому, что напряжение на выводе STBY опустится ниже порогового значения и генератор микросхемы остановится, оба ключевых транзистора закроются. После чего, напряжение на выводе STBY начнет увеличиваться вследствие реакции цепи обратной связи на остановку подачи энергии во вторичную часть блока питания, и когда напряжение на STBY превысит пороговое значение на 50 мВ, микросхема перезапустится и возобновит переключение. Через какое-то время, напряжения на выводе STBY, в ответ на переизбыток поступающей энергии, снова опустится ниже порогового значения и генератор снова остановится.

PFC_STOP. Чтобы упростить конструктору работу по обеспечению соответствия требованиям энергосбережения в блоках питания с ККМ, в L6599 имеется возможность синхронизации ее работы с микросхемой-контроллером ККМ. Для этого служит вывод 9 микросхемы (PFC_STOP). Это позволяет во время работы в пакетном режиме отключать ККМ, что ведет к снижению потребления на холостом ходу.

Временная диаграмма, наглядно демонстрирующая принцип работы пакетного режима и напряжения на выводе PFC_STOP:

Софт-старт. Предназначен для плавного увеличения выходного напряжения и, следовательно - ограничения пускового тока преобразователя, при его запуске или при выходе из защиты. Поскольку в резонансных преобразователях выходное напряжение обратно пропорционально частоте переключения, софт-старт работает по принципу смещения рабочей частоты от начального высокого значения до тех пор, пока выходное напряжение не выйдет на заданное значение и не сработает цепь обратной связи. Функция софт-старта обеспечивается частотозадающим резистором Rss, а также конденсатором Css, задающим продолжительность софт-старта. Конденсатор Css заряжается, пока напряжение на нем не достигнет величины опорного напряжения вывода RFmin, после чего ток через Rss прекратится. Этот процесс длится приблизительно пять постоянных времени Rss*Css. Во время заряда конденсатора Css, частота переключения снижается экспоненциально. То есть, сначала частота переключения падает относительно быстро, а после замедляется и снижается все медленней и медленней. Этот эффект позволяет компенсировать нелинейность зависимости выходного напряжения от частоты переключения резонансного преобразователя. В результате, средний входной ток преобразователя будет нарастать почти линейно.

Начальная частота софт-старта определяется сопротивлением параллельно соединенных резисторов Rfmin и Rss. Сопротивление резистора Rfmax на частоту софт-старта не влияет, поскольку оптотранзистор оптопары находиться в закрытом состоянии, пока выходное напряжение преобразователя ниже заданного цепью обратной связи значения. Производитель микросхемы рекомендует выбирать значение начальной частоты софт-старта как минимум в четыре раза большее, чем значение минимальной рабочей частоты.  Сопротивление резистора Rss, соответствующее желаемой начальной частоте софт-старта, вычисляется по формуле:

Емкость конденсатора Css соответствующая оптимальной продолжительности софт-старта находиться по формуле:

Рекомендации по выбору начальной частоты софт-старта и оптимальной емкости конденсатора Css, исходят из компромисса между эффективной работой софт-старта и эффективной работой токовой защиты.

Токовая защита. Для организации токовой защиты, микросхема имеет специальный вывод - ISEN (вывод 6). Вывод внутренне подключен к входам двух компараторов: первый - с опорным напряжением около 0,8 В, отвечает за защиту от перегрузки, второй - с опорным напряжением около 1,5 В, отвечает за защиту от короткого замыкания. Если напряжение, приложенное к выводу ISEN, превышает опорное напряжение первого компаратора, компаратор срабатывает, что приводит к срабатыванию внутреннего ключа и разрядке конденсатора софт-старта Css. Это в свою очередь приводит к увеличению частоты генератора и связанному с ним снижению выходного напряжения преобразователя, следовательно, и к ограничению выходного тока. Степень разрядки конденсатора Css зависит от величины перегрузки: чем сильнее перегрузка - тем сильнее разряжается Css - тем выше рабочая частота преобразователя. В разряженном состоянии конденсатор Css находиться, а следовательно, преобразователь работает на повышенной частоте до тех пор, пока напряжение на выводе ISEN не снизится на 50 мВ ниже опорного напряжения первого компаратора. Таким образом, работает защита от перегрузки.

Считается вполне нормальным, когда напряжение на выводе ISEN кратковременно превышает 0,8 В. Однако, если напряжение на выводе ISEN, превысит величину опорного напряжения второго компаратора (около 1,5 В), второй компаратор сработает, что приведет к мгновенному выключению генератора и остановке всего преобразователя. Контроллер ККМ (если он присутствует в схеме), также будет остановлен по сигналу, полученному с вывода PFC_STOP. Таким образом, работает защита от короткого замыкания. Для перезапуска преобразователя после короткого замыкания, необходимо чтобы напряжение питания микросхемы было снижено ниже отрицательного порогового значения напряжения питания, а затем снова повышено выше положительного порогового значения.

Существует как минимум два способа реализации цепи контроля первичного тока преобразователя, они показаны на следующей иллюстрации:

Способ A - проще, но мощность рассеиваемая резистором Rs относительно значительная, что снижает эффективность преобразователя.

Способ B - более сложный, но практически не имеет потерь и является более предпочтительным, когда необходим высокий показатель энергоэффективности, высокий КПД.

В схеме соответствующей способу A, токочувствительный резистор Rs соединен последовательно с истоком полевого ключа нижнего уровня. Стоит обратить внимание на особенность подключения резонансного конденсатора. Постоянная времени RC фильтра перед выводом ISEN, должна быть как минимум в десять раз выше, чем минимальная частота переключения. Тогда сопротивление Rs находиться по следующей формуле:

Где, Icrpkx - пиковое значение тока, протекающего через резонансный конденсатор и первичную обмотку трансформатора.

Схема, соответствующая способу B, может работать двумя различными способами. Если резистор Ra имеет небольшое сопротивление (не более чем несколько сотен Ом, только для ограничения пикового тока), то схема работает как емкостной делитель тока. В случае если сопротивление Ra имеет значительно большее сопротивление (обычно в несколько тысяч Ом и более), то схема работает как делитель пульсаций на резонансном конденсаторе, значение которых связано с током через его реактивное сопротивление. Емкость Cb в обоих случаях выбирается из расчета: емкость резонансного конденсатора деленная на сто или меньше.

В случае если сопротивление Ra выбрано меньше нескольких сот Ом, то сопротивление Rb рассчитывается по формуле:

А в случае, когда сопротивление Ra - значительно (несколько тысяч Ом), сопротивление Rb вычисляется по следующей формуле:

Реактивное сопротивление Xca и Xcr, следует рассчитывать на частоте, на которой ток первичной обмотки трансформатора максимален.

Вне зависимости от того, какой способ реализации токовой защиты был выбран, полученные по приведенным формулам или с помощью авторского калькулятора, расчетные значения номиналов элементов цепи токовой защиты, стоит рассматривать только лишь как первое приближение, номиналы элементов необходимо будет корректировать по результатам экспериментальной проверки.

DELAY. Функция DELAY реализуется подключением параллельно включенных конденсатора Cdelay и резистора Rdelay, между выводом 2 микросхемы и землей, тем самым позволяя разработчику запрограммировать максимальное время - Tsh, в течении которого преобразователь может работать в перегруженном состоянии. Это необходимо для обеспечения иммунитета к кратковременным перегрузкам.

Работает это следующим образом. Когда напряжение на выводе ISEN превышает опорное напряжение первого компаратора, первый компаратор, кроме ключа, разряжающего конденсатор Css (о чем было написано ранее), активирует внутренний генератор тока 150 мкА вывода DELAY и заряжает конденсатор Cdelay. Время зарядки Cdelay до 2 В соответствует времени Tsh и зависит от многих факторов: выбранной схемы цепи защиты, постоянной времени RC фильтра этой цепи, емкости Css, характеристик резонансного контура. Исходя из этого, не существует простых отношений, которые связывают время Tsh с емкостью конденсатора Cdelay. Как грубое приближение: 1 мкФ ~ 100 мс. Разрядом Cdelay из-за Rdelay можно пренебречь. Как только Cdelay зарядится до напряжения 2 В, внутренний ключ микросхемы, который до этого плавно разряжал Css, полностью открывается и удерживается в этом состоянии постоянно, вне зависимости от напряжения на выводе ISEN. Источник тока 150 мА остается включенным и продолжает заряжать Cdelay до тех пор, пока напряжение на нем не составит 3,5 В. В течение этого времени, генератор L6599 работает с частотой близкой к начальной частоте софт-старта. Как только напряжение на Cdelay достигнет 3,5 В, генератор микросхемы будет деактивирован, а преобразователь остановлен. Вывод PFC_STOP так же будет притянут к земле для остановки котроллера ККМ. При этом деактивируется и внутренний генератор тока 150 мкА, заряжающий конденсатора Cdelay, и поэтому теперь он будет медленно разряжаться с помощью резистора Rdelay. Генератор снова активируется, когда напряжение на Cdelay снизится ниже 0,3 В.

Следует обратить внимание, что если во время не активного состояния генератора, напряжение питания микросхемы упадет ниже отрицательного порогового значения, заряд в конденсаторе Cdelay сохранится, то есть сохранится память о прошедшем событии - срабатывании защиты. Поэтому генератор не будет перезапущен сразу после повышения напряжения питания микросхемы выше положительного порога, если напряжение на Cdelay будет выше 0,3 В.

На следующие иллюстрации изображена временная диаграмма, показывающая принцип работы токовой защиты и функции Delay:

DIS. Микросхема оснащена дополнительным компаратором, один из входов которого, доступен извне - вывод 8, второй вход компаратора внутренне привязан к источнику опорного напряжения около 1,85 В. Когда напряжение на выводе DIS превышает опорное напряжение компаратора, микросхема немедленно выключается, а ее потребление снижается до очень низкого значения. В этом состоянии микросхема находиться до того, пока ее напряжение питания не снизится ниже отрицательного порогового значения для сброса триггера. Наличие данного вывода позволяет разработчику организовать множество дополнительных функций, например: защита от перегрева, защита акустической системы от постоянного напряжения на выходе УМЗЧ и другие.

LINE. Функция защиты от пониженного входного напряжения реализуется с помощью вывода LINE. Когда входное сетевое напряжение, и связанное с ним напряжение на высоковольтной шине преобразователя падает ниже заданного значения, микросхема останавливается и автоматически перезапускается, когда входное напряжение возвращается в заданный диапазон. Для контроля над входным напряжением преобразователя, вывод LINE, через делитель напряжения, может быть соединен как с выходом выпрямителя, так и с выходом ККМ. В последнем случае, функция дополнительно будет обеспечивать включения и выключения преобразователя в правильной последовательности. Вывод LINE внутренне соединен с одним из входов компаратора, а другой вход компаратора подключен к источнику опорного напряжения 1,25 В. Если напряжение на выводе LINE снизится ниже значения опорного напряжения компаратора, то генератор микросхемы будет остановлен. При этом произойдет быстрый разряд конденсатора софт-старта, а также будет остановлен контроллер ККМ (если он присутствует в схеме блока питания и соединен с микросхемой L6599). Работа генератора будет возобновлена, когда напряжение на выводе LINE превысит величину опорного напряжения компаратора. Компаратор снабжен гистерезисом с источником тока 13 мкА, который активен пока напряжение на выводе LINE ниже опорного напряжения компаратора. Это обеспечивает дополнительную степень свободы - позволяет установить различные пороги включения и выключения преобразователя при пониженном входном напряжении, с помощью одного внешнего делителя напряжения. В качестве дополнительной меры безопасности, например в случае повреждения делителя напряжения или аномально высокого входного напряжения, если напряжение на выводе LINE превысит 7 В, то микросхема отключится.

Следует обратить внимание на тот факт, что вывод LINE является входом с очень высоким импедансом, поэтому он очень подвержен влиянию помех, которые могут повлиять на порог срабатывания защиты. Чтобы предотвратить это, между выводом LINE и землей должен быть включен конденсатора 1 - 10 нФ. Если функция защиты от пониженного входного напряжения не требуется, то на выводе LINE должно обеспечиваться стабильное напряжение величиной от 1,25 до 6 В.

На следующей временной диаграмме наглядно демонстрируется принцип работы защиты от пониженного входного напряжения:

Здесь следует очередное лирическое отступление. В даташите за 2009 год, для расчета порогов срабатывания данной защиты, приводятся следующие формулы:

В формулах содержатся опечатки: место подчеркнутых красным Rh - должно быть Rl. Эта опечатка была исправлена в даташите за 2017 год. Правильные формулы для расчета выглядят следующим образом:

Однако, как и приводимые ранее формулы, они вам вряд ли потребуются, по все той же причине - наличия калькулятора для автоматического расчета, созданного автором.

Вольтдобавка. Подача плавающего питания на драйвер верхнего уровня обеспечивается с помощью схемы вольтдобавки. Обычно, для ее работы требуется применение быстрого высоковольтного диода (Dboot), предназначенного для зарядки вольтодобавочного конденсатора (Cboot). В микросхеме L6599 имеется запатентованная внутренняя схема, заменяющая этот внешний диод. Схема представляет собой синхронный выпрямитель, управляемый синхронно с драйвером нижнего уровня.

Эта схема вольтдобавки имеет определенное падение напряжения при зарядке Cboot (когда ключ нижнего уровня открыт), которое увеличивается с ростом рабочей частоты. На низкой частоте, падение напряжения очень мало и поэтому, им можно пренебречь, но при увеличении рабочей частоты - это необходимо учитывать. Падение напряжения питания драйвера верхнего уровня, ведет к уменьшению амплитуды управляющего импульса на затворе соответствующего транзистора, что может привести к значительному увеличению сопротивления его открытого канала, а следовательно - к повышенным потерям проводимости. Это проблема касается мощных преобразователей работающих с резонансной частотой более > 150 кГц. Чтобы избежать этой проблемы и иметь возможность работать с высокой частотой переключения, на высокой выходной мощности, необходимо использовать внешний сверхбыстрый диод (Dboot).

Вычислить величину падения напряжения на вольтодобавочной схеме L6599, можно по следующей формуле:

Где, Qg - заряд затвора ключевого транзистора, Rds - сопротивление открытого канала ключевого транзистора вольтдобавки (150 Ом), Tcharge - время включенного состояния драйвера верхнего уровня, которое примерно равно половине периода частоты переключения минус мертвое время, Vf - падение напряжения на диоде, включенном последовательно с ключевым транзистором вольтдобавки (приблизительно равно 0,6 В). 

Схема LLC-резонансного импульсного источника питания для УМЗЧ на базе L6599 - 6599.01:

Следует сразу обратить внимание, что представленная схема 6599.01, и соответствующая ей печатная плата 6599.01, незначительно отличаются от схемы и платы 6599.00 на которых был собран авторский вариант ИИП. Тот самый ИИП, который вы можете видеть на фотографиях, представленных в данной статье. Отличия заключаются в том, что на авторской схеме и плате отсутствовали элементы Ck1 и Ck2, которые в процессе отладки блока питания были напаяны на выводы D2 и впоследствии добавлены в финальную схему. Кроме того, на плате 6599.01 была переработана разводка выходной части блока питания, вследствие чего был добавлен отсутствующий в авторском варианте конденсатор C16, а также были удалены пленочные конденсаторы шунтирующие электролитические конденсаторы C10 и C13. Эти незначительные отличия никак не скажутся на работоспособности схемы. 

Кратко разберем принцип работы авторского варианта блока питания для УМЗЧ на базе L6599AT. Основное внимание уделим первичной стороне преобразователя и цепи обратной связи, работу вторичных цепей затрагивать не будем. Так же, не стану перечислять типы, аналоги и другую информацию, по каждому элементу схемы, все необходимую на этот счет информацию, вы сможете найти в перечне радиоэлементов в конце статьи.

Изначально все конденсаторы в схеме разряжены. После подачи сетевого напряжения на вход преобразователя, заряжаются сглаживающие емкость высоковольтной шины C1 и C2. Одновременно с этим, через резисторы Rs1 и Rs2, заряжаются конденсаторы питания микросхемы Cvc1 и Cvc2. Напряжение Cvc1 и Cvc2, следовательно, и напряжение питания микросхемы, ограничено стабилитроном VD1. Как только напряжение на Cvc1 и Cvc2, превысит положительное пороговое значение, активируется генератор и драйвер микросхемы, при условии если:

1. Конденсатор Cdelay разряжен (напряжение на его обкладках менее 0,3 В);
2. Входное сетевое напряжение в пределах нормы (напряжение на выводе LINE больше 1,25 В, но меньше 6 В);
3. Напряжение на выводе DIS меньше 1,85 В (в данной схеме оно всегда меньше 1,85 В т.к. вывод DIS заземлен).

В противном случае, микросхема будет находиться в режиме UVLO до тех пор, пока все три условия, необходимые для ее запуска не будут выполнены. Если все условия выполнены, генератор микросхемы активируется, ключи начинают попеременно переключаться с частотой софт-старта. Включается в работу цепь самопитания, построенная на элементах Rlim1, Rlim2, VD2 и обмотке самопитания - T1.2 силового трансформатора. Дальнейшее питание микросхемы обеспечивается этой цепью. Конденсатор софт-старта Css плавно заряжается, вместе с тем частота переключения снижается. Как только Css полностью зарядиться (зарядиться до напряжения вывода RFmin ~ 2 В), микросхема перейдет в рабочий режим или в пакетный режим, если величина нагрузки на выходе блока питания меньше заданного значения.

В рабочем режиме, преобразователь работает c постоянно меняющейся частотой переключения. Посредством цепи обратной связи, микросхема постоянно контролирует величину выходного напряжения преобразователя, упрощенно это можно описать так: если выходное напряжение выше заданного цепью обратной связи значения -  зажигается светодиод оптопары D2, оптотранзистор открывается и к схеме подключается резистор Rfmax, что приводит к увеличению частоты переключения и снижения выходного напряжения. Как только выходное напряжение снижается до заданного цепью обратной связи значения или ниже, светодиод оптопары тухнет, оптотранзистор закрывается, резистор Rfmax отключается от микросхемы и частота переключения снижается, тем самым повышая выходное напряжение преобразователя. После того как выходное напряжение снова превысит заданное значения, цикл повторяется. Описанный процесс называется частотно-импульсной модуляцией, происходит очень быстро и повторяется множество раз в секунду. Таким образом, и осуществляется стабилизация выходного напряжения преобразователя. Частота циклов и скорость реакции цепи обратной связи, задается с помощью элементов коррекции Ck1, Ck2, Ck3 и Rk. Их номиналы подбираются таким образом, чтобы частота срабатывания обратной связи, находилась вне слышимого звукового диапазона частот, иначе трансформатор преобразователя при работе может издавать слышимый шум. Элементы Ck1 и Ck2, или один из них, могут не устанавливаться, если в том нет необходимости. Как можно видеть по авторской схеме, автору пришлось использовать только один из этих конденсаторов.

Цепь обратной связи располагается на схеме у самого выхода блока питания, состоит из: делителей напряжения Ra1, Rb1 и Ra2, Rb2, резисторов ограничивающих ток оптопары - Rc1 и Rc2, транзисторов VT3 и VT4, стабилитронов VDu1 VDu2, диодной сборки VDS4, а также опропары D2 и элементов коррекции, о которых упоминалось выше. Напряжение срабатывания цепи обратной связи задается с помощью делителей напряжения Ra1, Rb1 и Ra2, Rb2 и стабилитронов VDu1 VDu2, номиналы их рассчитываются с помощью авторского калькулятора. Схема обратной связи разработана специально для импульсных блоков питания УМЗЧ с двухполярным выходным напряжением. Данная схема обратной связи позволяет одновременно контролировать напряжение на положительной и отрицательной выходных шинах блока питания с достаточной точностью, без использования дросселя групповой стабилизации. При этом, не допуская при этом значительного перекоса напряжений по шинам, даже при очень значительной разнице в величинах потребляемого тока от каждой из шин питания (в дальнейшем вы сможете в этом убедиться).

Если на выходе блока питания нет нагрузки или ее величина крайне мала, преобразователь будет работать в пакетном режиме. В этот режим он перейдет, если для стабильного поддержания выходного напряжения на заданном значении, пришлось бы слишком сильно увеличить частоту переключения. То есть, в случае если светодиод оптопары остается зажжен, а оптотранзистор открытым слишком продолжительное время, за которое напряжения на выводе STBY успеет упасть ниже 1,25 В, что приведет к остановке генератора. После останова генератора, энергия во вторичные цепи перестает поступать. Выходные электролитические конденсаторы постепенно разряжаются, и выходное напряжение снижается до заданного значения, светодиод оптопары тухнет и оптотранзистор закрывается, что приводит к отсоединению резистора Rfmax и связанного с ним Rsb1 от земли и увеличению напряжения на выводе STBY выше порогового значения. В свою очередь это приводит к активации генератора, возобновлению переключения и восстановлению подачи энергии во вторичные цепи блока питания. Работа генератора продолжается до тех пор, пока во вторичные цепи не поступит достаточно энергии для зарядки выходных электролитических конденсаторов выше заданного значения напряжения, после чего цикл повторяется, либо работа преобразователя продолжается в рабочем режиме (если нагрузка на блок питания увеличиться). Величина нагрузки, при которой преобразователь переходит в пакетный режим работы и выходит из него, при увеличении нагрузки на блок питания, задается подбором номиналов резисторов Rsb1 и Rsb2, и их соотношения. Так же, на эту величину влияет емкость конденсаторов Ck1 и Ck2: при их слишком высокой емкости, преобразователь может вообще не переходить в пакетный режим, даже при работе без нагрузки на своем выходе.

Цепь защиты от перегрузки и короткого замыкания состоит из: гасящего конденсатора Cis и гасящего резистора Ris, выпрямителя на диодах VDis1 и VDis2, усредняющих конденсаторов Cis1 и Cis2, а также нагрузочных резисторов цепи защиты - Rcs1, Rcs2, Rcs3. Цепь защиты следит за усредненной величиной тока через первичную обмотку трансформатора T1. Путем подбора номиналов резисторов Rcs1, Rcs2, Rcs3, задается максимально допустимая величина первичного тока, а время усреднения - конденсаторами Ccs1 и Ccs2, таким образом, чтобы при превышении номинальной выходной мощности, напряжение на выводе ISEN становилось выше опорного напряжения первого компаратора защиты - 0,8 В. Подробно принцип работы токовой защиты описывался ранее, поэтому повторяться не буду.

Данная схема блока питания оснащена защитой от пониженного сетевого напряжения, она работает следующим образом: вывод LINE, посредством делителя напряжения, построенном на элементах Rlin1, Rlin2, Rlin3 и Clin, подключен к высоковольтной питающей шине преобразователя, поэтому напряжение на этом выводе прямо пропорционально напряжению на питающей шине, умноженному на коэффициент деления делителя напряжения. Как только, поступающее на вход блока питания переменное сетевое напряжения снизится ниже заданного порогового значения - Voff (в авторском варианте Voff = 182 В), снизится связанное с ним напряжение на высоковольтной питающей шине, а следом, снизится и напряжение на выводе LINE, ниже значения опорного напряжения внутреннего компаратора, генератор микросхемы будет мгновенно остановлен, а вместе с ним и весь преобразователь. Работа преобразователя возобновится только после того, как поступающее на вход блока питания сетевое напряжение превысит заданное пороговое значение - Von (в авторском варианте Von = 198 В). Различные пороговые значения напряжений Von и Voff, обеспечивают гистерезис и исключают ситуацию, при которой, при определенном сетевом напряжении, преобразователь мог бы начать включаться и выключаться с высокой частотой. Возобновление работы преобразователя после срабатывания защиты от пониженного входного напряжения, всегда начинается с режима софт-старта, поэтому даже частые включения и выключения преобразователя связанные со скачками входного сетевого напряжения, не способны привести к выходу из строя элементов преобразователя из-за высоких пусковых токов.

Функция останова преобразователя по другим внешним условиям, реализуемая по средствам вывода DIS, в данном блоке питания не используется, поэтому вывод DIS заземлен через цепь из включенных параллельно резистора Rdis и конденсатора Cdis. Вывод PFC_STOP, ввиду отсутствия ККМ в схеме блока питания, так же не задействован, поэтому по рекомендации производителя микросхемы оставлен висящим в воздухе.

Отдельно хочется упомянуть конденсатор Cf из-за его нестандартной емкости указанной в схеме, равной 570 пФ. Никакого секрета нет, все дело в том, что в схеме указана фактическая емкость применяемого автором конденсатора.

Немного о силовом трансформаторе. Трансформатор T1 состоит из пяти обмоток: одной первичной (T1.1), двух основных вторичных обмоток (T1.3 и T1.4), вспомогательной вторичной (T1.4) и обмотки самопитания (T1.2). Все они намотаны литцендратом. Каркас сердечника разделен на две не равные части: на большей из них, намотаны обмотки T1.1 и T1.2, на меньшей - все остальные. Первичная - содержит 27 витков, проводом 0,1х80, основные вторичные обмотки содержат по 5 витков, проводом 0,1х100, вспомогательная вторичная и обмотка самопитания, содержат по 3 витка, проводом 0,1х15. Фактическое значение индуктивности рассеивания первичной обмотки авторского трансформатора - 55,2 мкГн (на частоте 10 кГц), а ее полная индуктивность - 276 мкГн.

Внимание! Расположение выводов вторичных обмоток силового трансформатора на плате 6599.01 отличается от расположения выводов на плате 6599.00, для которой намотан трансформатор, изображенный на фотографии ниже. Поэтому не следует использовать следующее изображение как инструкцию по намотке силового трансформатора.

На этом по схеме, пожалуй, все. Переходим к практическим испытаниям.

Работа блока питания без нагрузки. Первое испытание, с которого логичнее всего начать - тест на холостом ходу. Особо писать здесь нечего, поэтому буду показывать осциллограммы и кратко их комментировать, если это потребуется.

(Напряжение питания микросхемы)

(Форма напряжения на обмотке самопитания T1.2)

На осциллограмме видны небольшие выбросы, которые проникают в цепь питания микросхемы, в принципе - ничего криминального.

(Выходное напряжение положительного плеча блока питания)

Выходное напряжение блока питания на холостом ходу стабильно держится на заданном значении: напряжение положительного плеча +40,6 В, отрицательного плеча -40,5 В (при расчетном значении +/- 40 В).

(Пульсации выходного напряжение в положительном (желтый луч), и отрицательном (синий луч), плечах блока питания)

Как видно из осциллограммы, пульсации напряжения на холостом ходу крайне малы: размах напряжения пульсаций не более 35 мВ, среднеквадратическое значение около 15 мВ. Очень хороший результат.

(Форма напряжения на первичной обмотке силового трансформатора при работе на холостом ходу)

(Форма импульсов на затворе ключевого транзистора нижнего уровня при работе на холостом ходу)

На последней осциллограмме видны небольшие выбросы при закрытии ключей, которых, как бы смешно это не прозвучало - на самом деле нет. Выбросы на осциллограмме мы наблюдаем из-за того, что земляной щуп осциллографа при измерениях был подключен не к выводу GND микросхемы или к истоку ключа, как должно было бы быть в идеале, а к минусу высоковольтного электролита C1. Сделано это по причине того, что так было безопасней и удобней проводить измерения. При подключении земли осциллографа напрямую к истоку полевого ключа нижнего уровня - выбросы исчезают, что говорит о том, что видимые выше выбросы обусловлены помехой в общей шине преобразователя.

(Форма напряжения на резонансном конденсаторе)

Здесь мы видим идеальную синусоиду, глаз радуется.

Блок питания испытывался на холостом ходу 25 минут. За это время сердечник силового трансформатора нагрелся до 55 градусов Цельсия, радиаторы ключевых транзисторов - до 35 градусов. Остальные элементы блока питания не нагрелись.

Работа блока питания при выходной мощности 32 Вт. При данной выходной мощности блок питания испытывался на протяжении 19 минут. За это время сердечник силового трансформатора успел нагреться до 58 градусов, радиаторы ключевых транзисторов - до 40 градусов. Остальные элементы блока питания ощутимо не нагрелись. Выходное напряжение блока питания по-прежнему составляет: +40,6 В для положительного плеча и -40,5 В для отрицательного плеча. Осциллограммы при данной выходной мощности ничем не отличаются от осциллограмм на холостом ходу, поэтому приводить их не стану, дабы не засорять статью чересчур большим количеством изображений.

Работа блока питания при выходной мощности 130 Вт. Продолжительность данного испытания - 23 минуты, именно столько времени потребовалось, чтобы закипятить 400 мл воды, в которую были погружены нагрузочные резисторы.

За 23 минуты сердечник силового трансформатора нагрелся до 63 градусов, радиаторы ключевых транзисторов - до 58 градусов, выходные диоды - до 65 градусов, входной диодный мост - до 40 градусов.

Надо признаться, что в данном блоке питания автором использованы не оригинальные выходные диоды MUR1620, скорее всего такой их сильный нагрев связан именно с этим фактом. К сожалению, автор не имел возможности этого проверить. Тем не менее, не оригинальные диоды показали себя весьма не плохо. Забегая вперед, скажу, что они успешно прошли все испытания, в том числе испытания перегрузкой и коротким замыканием.

При выходной мощности 130 Вт, потребляемая из сети мощность находилась на уровне 147 Вт, КПД - 88,4 %. Выходное напряжение по-прежнему составляет: +40,6 В для положительного плеча и -40,5 В для отрицательного плеча.

(Пульсации выходного напряжения при выходной мощности 130 Вт)

Пульсации выходного напряжение чуть выше, чем на холостом ходу, но по прежнему крайне малы: размах не более 60 мВ, среднеквадратическое значение менее 35 мВ.

(Форма напряжения на первичной обмотке силового трансформатора при выходной мощности 130 Вт)

(Форма импульсов на затворе ключевого транзистора нижнего уровня при выходной мощности 130 Вт)

Как видно, осциллограммы формы напряжения на первичной обмотке силового трансформатора и формы импульсов на затворе ключевого транзистора, почти не отличаются от полученных на холостом ходу осциллограмм.

(Форма напряжения на резонансном конденсаторе при выходной мощности 130 Вт)

Работа блока питания при выходной мощности 232 Вт. Продолжительность испытания по прежнему ограничилась временем, необходимым для закипания 400 мл воды и составила - 12 минут. За это время сердечник силового трансформатора нагрелся до 60 градусов, радиаторы ключевых транзисторов - до 55 градусов, выходные диоды - до 70 градусов, входной диодный мост - до 45 градусов.

Потребляемая из сети мощность была на уровне - 251 Вт, КПД - 92,4 %.

Выходное напряжение немного повысилось относительно выходного напряжения на холостом ходу и теперь составляет: +41,0 В для положительного плеча и -40,9 В для отрицательного плеча.

(Пульсации выходного напряжения при выходной мощности 232 Вт)

Пульсации выходного напряжение с ростом выходной мощности, понемногу увеличиваются, но по прежнему остаются на очень низком уровне: размах около 65 мВ, среднеквадратическое значение менее 35 мВ.

(Форма напряжения на первичной обмотке силового трансформатора при выходной мощности 232 Вт)

(Форма импульсов на затворе ключевого транзистора нижнего уровня при выходной мощности 232 Вт)

(Форма напряжения на резонансном конденсаторе при выходной мощности 232 Вт)

Работа блока питания при выходной мощности 280 Вт. Продолжительность испытания на данной выходной мощности - 7 минут. За время испытания сердечник силового трансформатора нагрелся до 62 градусов, радиаторы ключевых транзисторов - до 58 градусов, выходные диоды - до 77 градусов, входной диодный мост - до 48 градусов.

Потребляемая из сети мощность была на уровне - 294 Вт, КПД - 95,2 %.

Осциллограммы не привожу, поскольку они ничем не отличаются от осциллограмм из предыдущего испытания.

Работа блока питания при выходной мощности 333 Вт. Испытание на данной мощности продолжалось 6 минут, все по той же причине что и ранее. За время испытания сердечник силового трансформатора нагрелся до 65 градусов, радиаторы ключевых транзисторов - до 65 градусов, выходные диоды - до 83 градуса, входной диодный мост - до 50 градусов.

Потребляемая из сети мощность была на уровне - 380 Вт, КПД - 87,6 %.

Выходное напряжение составляет: +40,8 В для положительного плеча и -40,8 В для отрицательного плеча.

(Пульсации выходного напряжения при выходной мощности 333 Вт)

(Форма напряжения на первичной обмотке силового трансформатора при выходной мощности 333 Вт)

(Форма импульсов на затворе ключевого транзистора нижнего уровня при выходной мощности 333 Вт)

Практически тоже самое, что и в предыдущих испытаниях.

(Форма напряжения на резонансном конденсаторе при выходной мощности 333 Вт)

А вот форма напряжения на резонансном конденсаторе заметно начинает портиться.

Работа блока питания при выходной мощности 345 Вт. Продолжительность испытания - 6 минут. За это время сердечник силового трансформатора нагрелся до 73 градусов, радиаторы ключевых транзисторов - до 72 градусов, выходные диоды - до 87 градусов, входной диодный мост - до 55 градусов.

К сожалению, потребляемую от сети мощность измерить забыл. Предположительно, КПД при данной выходной мощности должен быть чуть ниже, чем в предыдущем испытании, то есть в районе 85-86 %.

Выходное напряжение при данной выходной мощности: +40,3 В для положительного плеча и -40,4 В для отрицательного плеча.

(Пульсации выходного напряжения при выходной мощности 345 Вт)

Пульсации выходного напряжения: размах не более 85 мВ, среднеквадратическое значение - около 50 мВ.

(Форма напряжения на первичной обмотке силового трансформатора при выходной мощности 345 Вт)

(Форма импульсов на затворе ключевого транзистора нижнего уровня при выходной мощности 345 Вт)

Все как обычно - без изменений.

(Форма напряжения на резонансном конденсаторе при выходной мощности 345 Вт)

На этом испытания на активной симметричной нагрузке закончены.

Article2

Испытания блока питания на несимметричной активной нагрузке. Испытания, в которых величина нагрузки на каждое из плеч блока питания была разной. Испытания на несимметричной нагрузке проводились с целью проверки качества работы цепи обратной связи преобразователя. Все результаты, полученные в ходе данных испытаний, сведены в общую таблицу:

Как видно из таблицы, применяемая в схеме блока питания цепь обратной связи отлично справляется со стабилизацией выходного напряжения даже при сильно не симметричной нагрузке на выходах блока питания. Максимальная разница между напряжением положительного и отрицательного плеч, составила - 2,3 В, в случае когда на отрицательное плечо отдает в нагрузку 202 Вт, а положительное работает без нагрузки. При трехкратной разнице в отдаваемой мощности по плечам (+164 и -58 Вт), разница напряжений составила всего 0,5 В. Прошу заметить, что данный результат получен БЕЗ использования дросселя групповой стабилизации.

Далее представлены осциллограммы пульсаций выходного напряжения при различных нагрузках (порядок соответствует таблице):

(Нагрузка: положительное плечо - 7,5 Ом, отрицательное - без нагрузки)

(Нагрузка: положительное плечо - 10 Ом, отрицательное - без нагрузки)

(Нагрузка: положительное плечо - 13 Ом, отрицательное - без нагрузки)

(Нагрузка: положительное плечо - 22 Ом, отрицательное - без нагрузки)

(Нагрузка: положительное плечо - 29 Ом, отрицательное - без нагрузки)

(Нагрузка: положительное плечо - 51 Ом, отрицательное - без нагрузки)

(Нагрузка: положительное плечо - без нагрузки, отрицательное - 7,5 Ом)

(Нагрузка: положительное плечо - без нагрузки, отрицательное - 10 Ом)

(Нагрузка: положительное плечо - без нагрузки, отрицательное - 13 Ом)

(Нагрузка: положительное плечо - без нагрузки, отрицательное - 22 Ом)

(Нагрузка: положительное плечо - без нагрузки, отрицательное - 29 Ом)

(Нагрузка: положительное плечо - без нагрузки, отрицательное - 51 Ом)

(Нагрузка: положительное плечо - 10 Ом, отрицательное - 22 Ом)

(Нагрузка: положительное плечо - 10 Ом, отрицательное - 29 Ом)

(Нагрузка: положительное плечо - 22 Ом, отрицательное - 29 Ом)

(Нагрузка: положительное плечо - 22 Ом, отрицательное - 10 Ом)

(Нагрузка: положительное плечо - 29 Ом, отрицательное - 10 Ом)

(Нагрузка: положительное плечо - 29 Ом, отрицательное - 22 Ом)

Как видно из представленных осциллограмм, цепь обратной связи отлично справляется с подавлением пульсаций напряжения на выходе блока питания, даже при значительном разбалансе нагрузки по плечам.

Работа блока питания на УМЗЧ в качестве нагрузки. В этом испытании, блок питания проверялся в условиях максимально приближенных к реальным - при работе на усилитель мощности звуковой частоты в качестве нагрузки. Усилитель, используемый в данном испытании - Only Music 2.7, нагрузка для усилителя - сборка резисторов с общим результирующим сопротивлением 7,5 Ом. Цель испытания - проверка качества стабилизации выходного напряжения при работе на реальную нагрузку.  На всех последующих осциллограммах данного раздела статьи, показаны осциллограммы пульсаций выходного напряжения блока питания при различных частотах сигнала и различных значениях выходной мощности УМЗЧ: желтый луч - положительное плечо, синий - отрицательное плечо.

(Входной сигнал УМЗЧ - синус, частота сигнала - 1 кГц, выходная мощность усилителя - 1 Вт)

(Входной сигнал УМЗЧ - синус, частота сигнала - 1 кГц, выходная мощность усилителя - 20 Вт)

(Входной сигнал УМЗЧ - синус, частота сигнала - 1 кГц, выходная мощность усилителя - 40 Вт)

В принципе - хорошо, но уже заметна не хорошая тенденция: при работе на УМЗЧ в качестве нагрузки, пульсации выходного напряжения блока питания заметно выше, чем при работе на чисто активную нагрузку, даже при совсем небольшой выходной мощности блока питания.

(Входной сигнал УМЗЧ - синус, частота сигнала - 80 Гц, выходная мощность усилителя - 1 Вт)

(Входной сигнал УМЗЧ - синус, частота сигнала - 80 Гц, выходная мощность усилителя - 20 Вт)

(Входной сигнал УМЗЧ - синус, частота сигнала - 80 Гц, выходная мощность усилителя - 40 Вт)

А вот здесь все совсем плохо. Хорошо заметна модуляция выходного напряжения блока питания, частотой входного сигнала усилителя. Форма пульсаций напряжения питания, повторяет форму сигнала на входе усилителя. Обратите внимание, что на последних двух осциллограммах масштаб уменьшен в десять раз. Размах пульсаций - около 1 В, при совсем небольшой выходной мощности - 40 Вт. Очевидно, что цепь обратной связи плохо справляется со своей задачей по стабилизации выходного напряжения при работе с сигналами низкой частоты. Отчаиваться не будем - ведь это всего лишь синус, важно чтобы блок питания и нагруженный на него усилитель, хорошо работали с реальными музыкальными сигналами. Но перед тем как проверить работу усилителя и блока питания на реальном музыкальном сигнале, посмотрим, как цепь обратной связи справляется со стабилизацией выходного напряжения при частоте сигнала 10 кГц.

(Входной сигнал УМЗЧ - синус, частота сигнала - 10 кГц, выходная мощность усилителя - 1 Вт)

(Входной сигнал УМЗЧ - синус, частота сигнала - 10 кГц, выходная мощность усилителя - 20 Вт)

(Входной сигнал УМЗЧ - синус, частота сигнала - 10 кГц, выходная мощность усилителя - 60 Вт)

При работе УМЗЧ с синусоидальным сигналом частотой 10 кГц, обратная связь блока питания справляется отлично. Можно сделать вывод о том, что чем выше частота сигнала на входе УМЗЧ подключенного к данному блоку питания - тем лучше справляется цепь обратной связи блока питания со своей задачей. Качество работы обратной связи на низких частотах можно было бы улучшить путем подбора более подходящих номиналов коррекции - Ck1, Ck2, Ck3 и Rk. 

На следующей осциллограмме показана форма пульсаций выходного напряжения блока питания при работе с УМЗЧ в качестве нагрузки, на вход которого поступал реальный музыкальный сигнал. В качестве тестового музыкального трека использована композиция: Kings of Leon - Sex on Fire. Выходная мощность усилителя в этом испытании соответствует выходной мощности 75 Вт на синусоидальном сигнале частотой 1 кГц.

(Входной сигнал УМЗЧ - музыка, выходная мощность соответствующая синусоидой - 75 Вт)

Вот здесь уже совсем другое дело. Все намного лучше, чем при работе с чистым синусом низкой частоты: размах пульсаций около 0,5 В, а их среднеквадратическое значение - в районе 0,2 В. Как приятный бонус: отсутствуют пульсации с частотой сети - 50 и 100 Гц, а значит, проблем с фоном не будет совершенно точно (во всяком случае - по вине блока питания).

Вдруг если вы считаете, что нестабилизированный импульсный источник питания в связке с УМЗЧ,  обеспечивает меньший уровень пульсаций напряжения питания и вообще работает лучше, то спешу вас расстроить:

(Нестабилизированный ИИП. Входной сигнал УМЗЧ - синус, частота сигнала - 1 кГц, выходная мощность усилителя - 75 Вт)

Здесь помимо очень сильной модуляции напряжения питания частотой сигнала 1 кГц, хорошо видны пульсации напряжения с частотой сети - 100 Гц, обусловленные пульсаций напряжения на высоковольтной шине преобразователя. Абсолютно такая же картина будет и в случае применения нестабилизированного, линейного блока питания с большим железным трансформатором.

А на следующей осциллограмме, показаны пульсации выходного напряжения нестабилизированного ИИП, при работе с УМЗЧ и реальным музыкальным сигналом:

(Нестабилизированный ИИП. Входной сигнал УМЗЧ - музыка, выходная мощность соответствующая синусоидой - 75 Вт)

Хорошо видно, что в плане пульсаций все заметно хуже, чем у представленного здесь стабилизированного ИИП.

Режим ZVS. Следующие осциллограммы отражают что переключение силовых транзисторов происходит мягко, при нулевом напряжении на них, во всем диапазоне нагрузок на выходе блока питания. Желтый луч - напряжение в точке соединения истока верхнего и стока нижнего ключей, синий луч - напряжение на затворе нижнего ключа.

(Режим ZVS без нагрузки на выходе блока питания)

(Режим ZVS при очень малой нагрузке на выходе блока питания - 10 Вт)

(Режим ZVS при нагрузке на выходе блока питания выше номинальной - 355 Вт)

На этом испытания блока питания завершены.

Расчет элементов преобразователя. В данном разделе будет описан процесс расчета LLC резонансного преобразователя на базе L6599. Для ускорения процесса расчета, а также для своего и вашего удобства, автором был создан калькулятор для автоматического расчета всех необходимых параметров и элементов преобразователя, а также силового трансформатора. Ссылка для скачивания калькулятора находиться в конце статьи. Для его работы потребуется Microsoft Excel, версии не ниже 2007. Все значения, введенные в ячейках калькулятора по умолчанию, соответствуют авторскому варианту блока питания.

Расчет начинается с введения исходных данных. Необходимо ввести желаемые значения минимального и максимального входного сетевое напряжения, при котором блок питания должен будет обеспечивать на своем выходе стабильное выходное напряжение, заданной величины. Оптимальное минимальное и максимальное входное напряжения составляет +/- 15...20 % от номинального сетевого напряжения - 230 В. В более широком диапазоне входных напряжений, преобразователь, скорее всего не сможет удерживать выходное напряжение на заданном уровне без использования ККМ в схеме блока питания. Выходное напряжение указывается для одного плеча. Максимально допустимое выходное напряжение для описываемого в данной статье блока питания - 90 В. Максимальная выходная мощность - 400 Вт (при использовании более мощных ключевых транзисторов и более серьезного охлаждения, возможно увеличить выходную мощность до 500 Вт). Резонансную частоту оптимально выбирать в диапазоне от 80 до 150 кГц. Более низкая резонансная частота может привести к тому, что минимальная рабочая частота окажется в звуковом диапазоне частот или слишком близко к нему. Более высокая резонансная частота - потребует установки внешнего бустерного диода.  Отношение Lm/Lr может быть от 3 до 8. При слишком высоком отношении k - ухудшается регулирование выходного напряжения, при слишком низком - снижается КПД. Оптимальное значение отношения k = 4..5.   

В следующем блоке калькулятора, вводить что-либо - нет необходимости, в нем автоматически будут рассчитаны сопротивление стартовых резисторов и разрядных резисторов. Стартовые резисторы служат для запуска микросхемы и питания ее в режиме UVLO, а разрядные резисторы - для разрядки сглаживающих конденсаторов высоковольтной шины преобразователя, после отключения подачи сетевого питания. Фактическое сопротивление стартовых резисторов, должно быть на одну ступень меньше расчетного значения. При расчетном значении 276 кОм, допускается использовать резисторы по 270 кОм, но лучше использовать следующий меньший номинал - 240 кОм или даже 220 кОм как авторском варианте блока питания. Фактическое сопротивление разрядных резисторов, напротив, должно быть больше расчетного значения на одну ступень. При расчетном значении 176 кОм, ближайший больший номинал - 180 кОм, он и применен в авторском варианте. Можно так же использовать резисторы сопротивлением 200 или 220 кОм.

Следующих блок, так же практически не требует ввода каких-либо данных. Единственное, что необходимо выбрать - величину запаса для максимального коэффициента передачи. Запас необходим для того, чтобы исключить возможность снижение рабочей частоты ниже, нижней резонансной частоты, образованной Lm и Cr, приводящей к жесткому переключению и выходу из-под контроля выходного напряжения блока питания. Оптимальная величина запаса 15%, так же допускается от 10 до 20 %.

В следующем блоке, калькулятор выдает нам расчетные значения минимальной и максимальной рабочих частот, частоты софт-старта. Расчетное значение максимальной рабочей частоты актуально только для случая, когда пакетный режим в блоке питания не будет использоваться, но это не наш случай, поэтому далее будет выбрано другое значение максимальной частоты.

Следующий блок калькулятора, без лишней скромности, можно назвать самым важным блоком. В нем выводятся расчетные значения резонансной емкости и индуктивностей силового трансформатора. Именно этими расчетными значения придется руководствоваться при намотке силового трансформатора. Емкость резонансного конденсатора Cr - это суммарная емкость конденсаторов Cr1 и Cr2, в схеме блока питания. Допускается устанавливать только один из указанных конденсаторов, при этом его емкость, должна соответствовать расчетной резонансной емкости. Фактическая индуктивность рассеивания первичной обмотки силового трансформатора должна отличается не более чем на 3% в любую сторону от расчетного значения, что сделать весьма не просто. После намотки трансформатора, скорее всего, придется вернуться к предыдущим шагам, скорректировать резонансную частоту и/или отношение Lm/Lr, для получения расчетного значения фактической индуктивности рассеивания равной расчетному значению резонансной индуктивности. Вместе с тем, изменится и расчетное значение емкости резонансного конденсатора.

Далее следует блок, в котором производится расчет силового трансформатора. Данный блок находиться именно в этой части калькулятора потому как, дальнейший расчет элементов блока питания, до того как будет изготовлен силовой трансформатор, выполнять не имеет смысла. Связано это с тем, что изготовление трансформатора по полученным в данном блоке расчетным данным, не гарантирует того, что индуктивность рассеивания его первичной обмотки даже близко совпадет с расчетным значением резонансной индуктивности полученным выше. Это означает, что после намотки трансформатора, придется либо корректировкой исходных данных подгонять расчетное значение резонансной индуктивности под фактически полученную индуктивность рассеивания первичной обмотки силового трансформатора, либо перематывать трансформатор. При этом необходимо будет использовать другое фактическое число витком первичной обмотки и соответственно, другое число витков вторичных обмоток, чтобы получить другое фактическое значение индуктивности рассеивания первичной обмотки трансформатора. Кроме того, величину индуктивности рассеивания первичной обмотки трансформатора, можно регулировать путем изменения расстояние между первичной и вторичными обмотками трансформатора (толщиной перегородки между секциями трансформатора).

В первой части блока, необходимо ввести основные исходные данные: площадь сечения магнитопровода и желаемое значение амплитуды индукции. Площадь сечения применяемого автором сердечника - 125 мм2. Желаемое значение амплитуды индукции должно находиться в диапазоне 0,1 - 0,2 Тл (лучше меньше). После введения исходных данных, калькулятор рассчитает минимальное расчетное число витков первичной обмотки исходя из минимальной рабочей частоты и минимального входного сетевого напряжения. После чего, необходимо округлить расчетное число витков и ввести в ячейку: "фактическое число витков первичной...".

Исходя из фактического числа витков первичной обмотки и желаемого выходного напряжения плеча, калькулятором будет автоматически рассчитано необходимое число витков каждой из двух основных вторичных обмоток. Если расчетное число витков получилось не целым числом, необходимо увеличить фактическое число витков первичной обмотки настолько, чтобы расчетное число витков основных вторичных обмоток стало целым или отличалось от целого не более чем на 0,1 в любую сторону. Скорректировав число витков первичной обмотки (при необходимости), вводим фактическое значение числа витков вторичных обмоток в соответствующую ячейку. После чего, калькулятор выдаст значение фактического выходного напряжения каждой из основных вторичных обмоток. Разница между фактическим выходным напряжением вторичных обмоток и желаемым значением выходного напряжения, будет скомпенсирована обратной связью блока питания.

Далее, следует расчет числа витков обмотки самопитания и вспомогательной вторичной обмотки. Здесь все аналогично, но корректировать число витков первичной обмотки уже не нужно, достаточно просто округлить расчетное число витков до целого числа и ввести в соответствующую ячейку получившееся фактическое значение. Важно, чтобы при введенном фактическом числе витков, фактическое напряжение обмоток было не менее 17 В. В противном случае, увеличиваем фактическое число витков на единицу. Для обмотки самопитания помимо числа витков, рассчитываются номиналы токоограничивающих резисторов Rlim1 и Rlim2. Устанавливать в схему необходимо резисторы с ближайшим большим или меньшим, реально существующим номиналом. К расчетному значению 466 Ом, ближайший стандартный - 470 Ом.

И в последней части блока, посвященного расчету силового трансформатора, производится расчет необходимого числа жил для намотки основных обмоток - первичной и вторичных. Обмотка самопитания и вспомогательная вторичная обмотка, могут наматываться любым, достаточно тонким проводом, поскольку величина тока, протекающая в этих обмотках - незначительна. Для расчета числа жил, необходимо ввести желаемое значение плотности тока в обмотках: оптимальное значение плотности тока для блока питания УМЗЧ - 7-8 А/мм2. При использовании активного охлаждения блока питания, допускается увеличить плотность тока на 50%. Диаметры жил провода могут любыми, но предпочтительней использовать более тонкий провод, но большее число его жил. После ввода желаемой величины плотности тока и диаметров проводов, калькулятор выдаст минимальное число жил провода желаемого диаметра, необходимое для намотки соответствующих обмоток трансформатора. Фактическое число жил, из которых выполнены обмотки, должно быть таким как расчетное число или большим.

Когда трансформатор рассчитан и успешно намотан (подробнее об этом далее), можно переходить к следующим этапам расчета, первый из них - расчет минимальной рабочей частоты. Расчет начинается с ввода фактической емкости конденсатора Cf. Емкость данного конденсатора может быть фактически любой. Единственное условие: ток вывода RFmin, при выбранной емкости конденсатора Cf и выбранных номиналах частотозадающих резисторов Rfmin, Rfmax и Rss, не должен превышать 2 мА. Выполняется ли это условие, можно будет проверить после расчета и выбора номиналов перечисленных резисторов. Оптимальная емкость Cf, будет, скорее всего, находиться в диапазоне 330 - 680 пФ. В авторском варианте блока питания, используется конденсатор Cf с фактической емкостью 570 пФ. После ввода фактическое емкости Cf, калькулятор автоматически рассчитает сопротивление резистора Rfmin соответствующее минимальной рабочей частоте Fmin, значение которой было рассчитано ранее. Расчетное значение сопротивления необходимо округлить в меньшую сторону, до ближайшего существующего номинала и ввести фактическое значение сопротивления в соответствующую ячейку. Если расчетное значение Rfmin, значительно отличается от ближайшего к нему стандартного номинала, то следует использовать конденсатор Cf другой емкости. Если все выполнено правильно, то расчетное сопротивление резистора Rfmin, должно быть таким же или выше чем фактическое, не более чем на 0,5 кОм, также должно выполняться условие: Fmin_fakt > Fmin.

После рассчитывается максимальная рабочая частота. На этом шаге, расчет зависит от того, используется ли пакетный режим в блоке питания или нет. Поскольку в схеме, представленного в данной статье блока питания, пакетный режим используется, то ориентироваться необходимо на расчетное сопротивление Rfmax_burst, а расчетное значение Rfmax игнорировать. Расчетное значение сопротивления, так же как и в предыдущем шаге, необходимо округлить в меньшую сторону, до ближайшего существующего номинала и ввести его значение сопротивления в соответствующую ячейку. В авторском варианте: расчетное значение - 7,75 кОм, ближайший стандартный номинал - 7,5 кОм. Высокая точность на данном шаге не требуется.  

Следующим шагом, производится расчет начальной частоты и продолжительности софт-старта. Принцип расчета не отличается от двух предыдущих шагов, за исключением того, что на данном шаге, расчетное значение сопротивления допускается округлять как в большую сторону, так и в меньшую. Фактическая емкость Css, должна быть не меньше минимального расчетного значения. В авторском варианте, установлена емкость 2,2 мкФ, ближайшая большая, стандартная емкость, к минимальному расчетному значению 1,67 мкФ.

После выбора Cf и ввода всех фактических значений частотозадающих резисторов, следует блок, в котором проверяется величина нагрузки на вывод RFmin. Рассчитанная величина тока нагрузки вывода RFmin, должна быть меньше 2 мА. Иначе возвращаемся к шагу "Расчет минимальной рабочей частоты" и уменьшаем емкость Cf.

В следующем блоке калькулятора производится расчет цепи защиты от перегрузки и короткого замыкания. Как было отмечено ранее, данный расчет очень приблизительный, годится только как первое приближение и поэтому, скорее всего, потребуется значительная корректировка номиналов цепи защиты по факту. При расчете номиналов по формулам, приведенным в даташите, автор получил значительное расхождение реального и расчетного порога срабатывания защиты - защита срабатывала преждевременно. По этой причине, в формулы были введены поправочные коэффициенты, необходимые для компенсации расхождения. Однако далеко не факт, что в другом случае, при других исходных данных, поправочные коэффициенты будут теми же самыми. К сожалению, автор не имел физической возможности этого проверить, поскольку для этого пришлось бы собрать не менее пяти - десяти экземпляров данного блока питания, с разными исходными данными. Поэтому придется экспериментировать, на расчет в этом моменте сильно полагаться не стоит. Теперь непосредственно к расчету. Расчетное значение емкости Cis, должно быть примерно равно емкости резонансного конденсатора, деленной на 100. Расчетное значение округляется до ближайшего большего или меньшего стандартного номинала (лучше - меньшего). Сопротивление резистора Ris может быть произвольным - от 1 кОм и более. Когда будут выбраны номиналы Cis и Ris, калькулятор выдаст расчетное значение Rcs. После чего необходимо выбрать, и в следующие три ячейки, ввести выбранные, стандартные значение сопротивлений, таким образом, чтобы фактическое результирующее сопротивление в соответствующей ячейке, оказалось таким же или чуть меньше, чем расчетное сопротивление Rcs. Исходя из фактического результирующего значения Rcs_fakt, автоматически будет рассчитана суммарная емкость конденсаторов Ccs1 и Ccs2. Фактически установленная суммарная емкость этих конденсаторов, должна быть приблизительно такой же, как и расчетная. В авторском варианте, при расчетном суммарном значении Ccs равном 1223 нФ, фактически установлены два конденсатора: 1 мкФ и 100 нФ, что в сумме составляет 1,1 мкФ.

В следующем блоке калькулятора производится расчет защиты от пониженного входного напряжения. В первую ячейку - "минимальное входное напряжение..." автоматически переносится значение, указанное в самой первой ячейке калькулятора. В следующую ячейку, вводится желаемое напряжение отключения преобразователя - сетевое напряжение, ниже которого преобразователь будет отключаться. Обязательное условие: значение напряжения Voff должно быть как минимум на 10 В меньше, чем значение напряжения Von. После ввода желаемого значение напряжения отключения, калькулятор рассчитает суммарное сопротивление резисторов Rlin1 и Rlin2, соответствующих указанным значениям Von и Voff. Полученное, суммарное значение сопротивления, необходимо разделить на две относительно равные части, таким образом, чтобы каждая из них соответствовала реально существующему номиналу резисторов, а их сумма была как можно ближе к расчетному значению. Пример: в авторском варианте, расчетное суммарное сопротивление Rlin1 + Rlin2, получилось равное 1615 кОм. Это значение можно разделить на две, относительно равные части: 1 МОм + 680 кОм (как в авторском варианте), либо - 910 кОм + 680 кОм, либо - 820 кОм + 750 кОм. Нельзя делить суммарное, расчетное значение сопротивления таким образом, чтобы сопротивление Rlin1 было намного больше, чем сопротивление Rlin2, или наоборот. Например: 1,5 МОм + 120 кОм - недопустимо, так как в этом случае, на резисторе с большим сопротивлением, напряжение и рассеиваемая мощность превысит допустимое значение для SMD резисторов формата 1206. После того, как фактические значения Rlin1 и Rlin2 будут выбраны и их значения сопротивлений введены в соответствующие ячейки, калькулятор автоматически рассчитает необходимое значение сопротивления резистора Rlin3. Это полученное, расчетное значение, необходимо округлить до ближайшего существующего номинала и ввести это значение в соответствующую ячейку, после чего калькулятор рассчитает фактические значения Von и Voff, с учетом фактически выбранных номиналов резисторов Rlin1, Rlin2 и Rlin3. В случае если фактические значения минимального рабочего напряжения и напряжения отключения устраивают - переходим к дальнейшему расчету, в противном случае возвращаемся к началу данного шага.

И наконец, последний этап расчета - расчет цепи обратной связи. На этом шаге, необходимо рассчитать номиналы элементов цепи обратной связи таким образом, чтобы ее напряжение срабатывания было равно желаемому выходному напряжению. Первым дело, выбираем и вводим номинальное напряжение стабилизации применяемых стабилитронов VDu1 и VDu2. Их напряжение стабилизации, должно быть как минимум на 5 В меньше, чем желаемое выходное напряжение одного плеча блока питания. Так же, не рекомендуется использовать стабилитроны со слишком низким номинальным напряжением стабилизации. Оптимально, когда напряжение стабилизации стабилитронов VDu1 и VDu2, отличается от желаемого выходного напряжения не более чем на 50% (в меньшую сторону). Например, при желаемом выходном напряжении 40 В, лучше всего использовать в качестве VDu1 и VDu2, стабилитроны с номинальным напряжением стабилизации от 20 до 33 В. После того как стабилитроны выбраны и их номинальное напряжение стабилизации введено в соответствующую ячейку, необходимо рассчитать номиналы делителя Ra/Rb. Сопротивление резисторов Ra1 и Ra2 может быть любым, но при их выборе, необходимо учитывать величину желаемого выходного напряжения преобразователя: чем она больше - тем больше должно быть сопротивление Ra. Связано это с тем, что чем выше выходное напряжение преобразователя - тем больший по величине ток, течет через резисторы делителя  Ra/Rb, а соответственно - тем выше рассеиваемая на них мощность и их нагрев. Слишком высокая рассеиваемая данными резисторами мощность, приведет к значительному их нагреву и изменению их сопротивления вследствие этого, а значит к изменению выходного напряжения преобразователя. Поэтому, для облегчения правильного выбора номиналов резисторов Ra, введена дополнительная строка калькулятора, в которой выводится минимально допустимое сопротивление резисторов Ra, при выбранном желаемом выходном напряжении преобразователя. Желаемое сопротивление резисторов Ra, должно быть не менее допустимой величины. Их номинал выбирается таким образом, чтобы расчетное сопротивление резисторов Rb при этом, оказалось равным сопротивлению реально существующего номинала или отличалось от него не более чем на 0,1 кОм. После чего, фактическое сопротивление Rb указывается в соответствующей ячейке. В авторском случае, номинал резисторов Ra выбран равным 27 кОм, при этом, расчетное сопротивление резисторов Rb, совпало с реально существующим номиналом - 8,2 кОм. Фактическое сопротивление резисторов Rc, выбирается ближайшим стандартам к расчетному значению. После того, как все номиналы элементов цепи обратной связи выбраны, калькулятор выдаст фактическое напряжение срабатывания цепи обратной связи, а также рассчитает сопротивление основных нагрузочных резисторов Rl. Фактическое их сопротивление, должно быть не менее расчетного значения.

На этом расчет блока питания закончен. 

Изготовление силового трансформатора. Начинается с выбора типоразмера сердечника, от которого придется отталкиваться при расчете. Посадочное место на авторской печатной плате, рассчитано под типоразмер сердечника ER39. При использовании другого типоразмера сердечника, придется вносить изменения в авторскую печатную плату или изготавливать свою.

(Внешний вид "чистого" каркаса с сердечником ER39)

(Чертеж каркаса типоразмера ER39)

Обратите внимание, что каркас сердечника должен быть секционирован, то есть имеет перегородку разделяющую каркас сердечника на две части. Без этого, получить приемлемое значение индуктивности рассеивания первичной обмотки трансформатора, скорее всего не удастся. Разделить каркас сердечника можно самостоятельно, изготовив разделяющую перегородку из пластика своими руками.

После того, как типоразмер сердечника выбран и произведен расчет числа витков обмоток трансформатора с помощью авторского калькулятора, следует по расчетным данным, произвести намотку всех обмоток. Обмотки T1.1 и T1.2 наматываются на одной половине каркаса (секции), а обмотки T1.3 - T1.5 - на другой. После намотки, необходимо измерить получившуюся индуктивность рассеивания первичной обмотки трансформатора. Индуктивность рассеивания измеряется при замыкании между собой, выводов всех вторичных обмоток, кроме обмотки самопитания (T1.2), ее выводы должны быть разомкнуты и не соединены с остальными выводами. Так же, при измерении индуктивности рассеивания, должен быть установлен сердечник и между его половинами должен быть небольшой зазор, в районе 0,1 мм. Почти наверняка, получившееся значение индуктивности рассеивания будет отличаться от расчетного значения резонансной индуктивности - Lr. Если различие не слишком сильное, то стоит попытаться подогнать расчетное значение под фактическое. Для этого необходимо будет изменить исходные данные в первом блоке калькулятора таким образом, чтобы расчетное значение Lr стало равно фактически измеренному значению индуктивности рассеивания первичной обмотки трансформатора. Подгонку стоит начать с изменения резонансной частоты (оптимальное значение резонансной частоты находиться в диапазоне 80 - 150 кГц), а если этого окажется недостаточно, то стоит попробовать поиграть значением коэффициента "k" (отношение Lm/Lr), в диапазоне от 3 до 6. Если корректировкой этих двух величин, удалось подогнать расчетное значение резонансной индуктивности под фактическое значение индуктивности рассеивания первичной обмотки трансформатора, то вас можно поздравить. Остается, путем изменения величины зазора в сердечнике трансформатора, подогнать фактическую величину полной индуктивности первичной обмотки силового трансформатора (измеряется при всех разомкнутых обмотках), под получившееся расчетное значение полной индуктивности - Lp. Отклонение фактических значений величин Lr и Lp от их расчетных значений, допускается не более чем на +/- 3 %.

В случае если корректировкой указанных выше параметров, не удалось подогнать расчетное значение резонансной индуктивности под фактическое, то есть две новости - хорошая и плохая. Плохая новость заключается в том, что трансформатор придется пересчитывать и перематывать, полностью. Хорошая в том, что у вас появилась возможность потренироваться в намотке трансформатора. Если фактическое значение индуктивности рассеивания получилось слишком маленьким, то стоит увеличить фактическое количество витков первичной обмотки, вместе с тем, увеличится и число витков вторичных обмоток. Число витков обмоток и индуктивность рассеивания связаны квадратично. То есть, увеличение числа витков в два раза, приведет к увеличению индуктивности рассеивания в четыре раза - этот факт следует учитывать при корректировке фактического числа витков первичной обмотки трансформатора. Индуктивность рассеивания можно увеличить или уменьшить, путем изменения расстояния между первичными и вторичными обмотками, то есть - изменением толщины перегородки между секциями каркаса.

Как можно понять из выше написанного, процесс изготовления силового трансформатора LLC резонансного преобразователя, процесс весьма сложный и имеющий множество подводных камней. Доходчиво и полно, описать процесс изготовления данного трансформатора не менее сложная задача, пожалуй, даже невозможная. Понять все тонкости можно только опытным путем, методом проб и ошибок.

Первое включение и грубая настройка. Важное замечание: первое включение выполняется без конденсаторов Ck1 и Ck2. Первое включение должно осуществляться без нагрузки на выходе блока питания, с лампой накаливания включенной в разрыв одного из питающих сетевых проводов. Лампа накаливания должна иметь мощность не менее 80 Вт, чтобы не вызывать значительной просадки питающего напряжения, что может привести к ложному срабатыванию защиты от пониженного сетевого напряжения. Если все правильно рассчитано и собрано, то после подачи сетевого напряжения на схему, лампа должна вспыхнуть и тут же потухнуть, через 1-2 секунды, на выходе блока питания должно появиться выходное напряжение соответствующее расчетному значению. Если первое включение прошло успешно, необходимо удалить из цепи лампу накаливания и снова проверить блок питания на холостом ходу. После того, как работа на холостом ходу проверена, следует, плавно увеличивая нагрузку на выходе блока питания, дойти до нагрузки, соответствующей номинальной выходной мощности блока питания. При номинальной выходной мощности блока питания, его выходное напряжение должно соответствовать расчетному значению. Если это не так, то необходимо выполнить подбор резисторов цепи защиты Rcs: снизить их суммарное, результирующее сопротивление, с целью увеличения порога срабатывания защиты. Если при номинальной выходной мощности, выходное напряжения, сразу оказалось соответствующим расчетному значению, то необходимо еще немного увеличить нагрузку на блок питания, примерно на 20%. И при данной, повышенной нагрузке на блок питания, подобрать номиналы резисторов Rcs, таким образом, чтобы при данной величине нагрузки, начинала срабатывать защита. Момент срабатывания токовой защиты, косвенно можно определить по небольшому, скачкообразному снижению выходного напряжения. После этого следует проверить, не срабатывает ли защита при номинальной выходной мощности блока питания. Если после подбора номиналов резисторов Rcs, на номинальной выходной мощности блока питания, силовой трансформатор издает слышимый шум, то необходимо подобрать и установить конденсаторы Ck1 и Ck2. Их емкость должна быть минимальной, но такой, чтобы слышимый шум был полностью устранен. На этом грубую настройку можно считать оконченной, а блок питания готовым к работе. Тонкая настройка заключается в выборе оптимальных номиналов цепи защиты и элементов коррекции цепи обратной связи, под конкретную нагрузку и характер ее потребления. Описать этот процесс невозможно, поскольку он очень индивидуален для каждой конкретной ситуации. 

Фото собранного авторского варианта блока питания:

Внешний вид авторской печатной платы из окна программы Sprint Layout:

Фотографии первого повторенного устройства по данной статье (автор - Александр Иттеров):

На этом все! Спасибо за внимание и успехов в повторении!

Список радиоэлементов

^{Скачать список элементов (PDF)}

Теги:

• ИИП
• Sprint-Layout