Схемотехника термостабильных УМЗЧ с "настоящим" суперА

С помощью программы Microсap-11 и идей нескольких патентов попробуем найти схему высококачественного, термостабильного и максимально простого усилителя мощности звуковой частоты (УМЗЧ). В таком усилителе не должно быть  стабилизированных питающих напряжений и системы слежения за нулем на операционных усилителях (ОУ), желательно отсутствие любых регулировок (включая регулировки нуля или тока покоя выходных транзисторов) и наличие защиты от короткого замыкания нагрузки.

Обычно УМЗЧ состоит из усилителя напряжения (УН) и усилителя мощности - выходного каскада (ВК). Термостабильный УН будем строить на базе дифкаскада. Здесь можно применить схемотехнику ОУ, где известны две основные схемы: дифкаскад плюс каскады с общей базой (ломаный каскод) - Рис1 и дифкаскад плюс токовые зеркала - Рис2.

На выходе УНа поставим симметрирующий выходной каскад на транзисторах Q4-Q9 -(Рис1). Вместо ВК после УНа  пока поставим виртуальный усилитель Х1 (имеющийся в МС11 в виде Макроса) с "идеальными " характеристиками (бесконечно большим входным, нулевым выходным сопротивлением и идеальной АЧХ). Как "заменителю" выходного эмиттерного повторителя- зададим ему коэффициент передачи 0,95 и  нагрузим на  4-х Омную нагрузку .

Чтобы сравнивать усиление различных схем УНов будем везде применять одинаковую нагрузку УНа в виде резистора 100 кОм и конденсатора 39 пФ, который обычно обеспечивает стабильность следующего за ним каскада (составного эмиттерного повторителя) и определяет  скорость нарастания не менее 40 В/мкС (при токе выходных транзисторов УНа = 3 мА). Конденсатор обратной связи УНа С5 - Рис1, (во всех схемах его величина будет равна 5 пФ), обеспечивает стабильность УНа и определяет усиление порядка 65 дБ на частоте 20 кГц  при всех возможных коэффициентах усиления УНа (более 80дБ без ООС). Таким образом, при выборе общего усиления УМЗЧ равным 30 дБ, минимальная глубина ООС на этой частоте будет 35 дБ (50 раз)- смотрим на 2 кривые Рис1-Боде12 (это АЧХ/ФЧХ с замкнутой -( С3=0) и разомкнутой - (С3 = 1 фараде) ООС). В итоге обычные для ВК на эмиттерных повторителях искажения порядка 0,1-0,4 %  уменьшаются  с помощью общей ООС примерно в 50 раз до приемлимых искажений порядка 0,002-0,008 %. На более низких частотах глубина ООС выше и искажения будут меньше.

Для каждого УНа снимаем характеристики : АЧХ/ФЧХ- с замкнутой и разомкнутой ООС - (Боде1 и Боде12), гармонические искажения с шумами и без - THD(N), интермодуляционные искажения - IMD (Микрокап измеряет их по западному стандарту на частотах 14 и 15 кГц) , форму напряжений в разных точках схемы при различных входных напряжениях и их амплитудах - синусе и меандре (источники V1 и V2) с установками МС11, показанными на сканах с экрана компьютера ( файлы 1уст-2уст-...-10уст-IMD)

Для снятия зависимости выходного напряжения от напряжения питания (я назвал это "развязка" по питанию) переставляем источник синуса V1 со своего места на входе  в разрыв между питанием V3 (а потом и V4 ) и резистором R17 ( R18) - смотрим файл 8-Рис1-уст-развязка. При этом нужно закоротить "старое" место установки V1  на землю). Переходим в режим снятия АЧХ и назначаем другие шкалы AC Analysis Limits (ставим птичку в строчке 3 и убираем её в   1-й ,2-й и 4-й) - смотрим 8-уст-развязка. Видим, что при наличии на шинах питания сигнала V1 (амплитудой 1 В и частотой 0,1 Гц- 100 МГц) ,а это могут быть пульсации источника питания или наводки от мощных токов выходных каскадов, на выход усилителя поступает, например, только  (-100 дБ ) = 10 мкВ - это хорошая развязка по питанию.

Усиление классических схем Рис1 и Рис2 недостаточно для получения высоких характеристик УМЗЧ, поэтому разными способами будем добавлять каскады усиления.

Первый способ - применение вместо обычного дифкаскада - дифкаскада на основе схемы Шиклаи - как показано на Рис3 и Рис4.

Преимуществом таких схем (кроме высокого усиления) являются малые токи транзисторов дифкаскада ( до 100 мкА) . Появляется  возможность реализовать схему инвертирующего усилителя (например Рис3-ИНВ2 ) с достаточно большим входным сопротивлением (10 кОм) и  применить на входе высококачественный конденсатор 2-4 мкФ, "избавившись" от применения в цепи обратной связи неинвертирующего усилителя электролитического конденсатора  220 мкФ. Кроме этого можно вдвое увеличить усиление и ток выходного каскада до 6 мА, если добавить четыре транзистора, как это сделано в схеме Рис3-ИНВ2.

Скорость нарастания выходного напряжения вырастает до 75 В/мкС. Прекрасные характеристики и простоту схемы, в которой все транзисторы типа 2N5551/2N5401, можно получить, применив токовые зеркала Вилсона, как показано на Рис3-Вилсон-транз2N.

Второй способ - добавление ещё одного дифкаскада - Рис5 и Рис6.

Третий способ - добавление каскадов с общей базой (ОБ) - Рис7.

В результате получаем прекрасные характеристики THD,IMD (смотрим соответствующие картинки Рис1-19) и устойчивость (большой запас по амплитуде и фазе - смотрим Боде1-Боде12-для Рис5,6 и 7).  

Четвертый способ  - использование идей российских патентов № 2368065, № 2370879, № 2615070, № 2621289 и № 2640744, (Рис15-19). (Интересно, что сейчас уже поиск патента заключается в наборе семи цифр в строке поиска Яндекса !). Схемы, основанные на этих идеях, представлены на Рис8-14

.

Здесь тоже искажения экстремально низкие. Прекрасные запасы по фазе и амплитуде. Развязка по питанию более 100 дБ

Все схемы на рис.3-14 благодаря высокому коэффициенту усиления сохраняют свои характеристики при нестабилизированных напряжениях питания +/- (10-50) В и не нуждаются в настройке нуля. По данным МС11 видно, что большинство усилителей имеют смещение нуля на выходе - десятки и даже единицы микровольт. Такого же порядка температурный сдвиг нуля при изменении температуры (всех транзисторов) на 30 градусов (27-57 градусов Цельсия). Реальная картина конечно не такая хорошая, но автором  на большом количестве реально работающих усилителей наблюдалось смещение нуля не более +/- 10 мВ при любых температурах и напряжениях питания. Важно только, чтобы транзисторы, используемые в дифкаскадах и токовых зеркалах, были из одной партии с разницей h21 не более 15 %. Перспективные схемы Рис13 и Рис14 пока не отмакетированы и желающие могут сами "поколдовать" над ними.

К высококачественным УНам  теперь нужно добавить достойный выходной каскад. Рассмотрим схему стандартного ВК Рис20.

Вход  ВК  "повесим в воздухе" с помощью двух генераторов тока на Q1/Q2, имитирующих выходной каскад УНа. Ноль на выходе будем поддерживать с помощью интегратора на виртуальном усилителе Х1. Такая схема позволяет  с помощью резисторов R5/ R6 (Рис20) задавать ток покоя выходных транзисторов и менять эквивалент выходного сопротивления УНа -R1 при стабильном нуле на выходе. Конденсаторы C2 и C5 устраняют возможные подвозбуждения составного эмиттерного повторителя при изменении R1-R5-R6.

Задаём частоту и амплитуду входного сигнала V1 = 20 кГц и 30 В. С помощью схемы компенсации на виртуальных усилителях Х2/Х3/Х4 методом подстройки амплитуды и фазы слайдерами  C10 и R23 на правой стороне окна - (в режиме Probe Transient) на выходе Х4 можно получить сигнал искажений, в котором видны и нелинейные искажения (в основном 2-ая гармоника размахом 109 мВ) и коммутационные искажения (размахом 30-33 мВ) Рис20-1.

Ток покоя при нагревании выходных транзисторов с точностью не хуже 20 % должна поддерживать система термостабилизации и это проблема. Для  этой системы нужно выбрать термоэлементы, которые устанавливаются вместо резисторов R5-R6, найти "правильные" места их теплового контакта с выходными транзисторами, проделать несколько экспериментов по нагреванию и определению эффективности и точности работы системы термокомпенсации  и её времени запаздывания (обычно не более 20-30 экспериментов). Однако от этой головной боли можно избавится, если применить схемы выходных каскадов с глубокой ООС по току выходных транзисторов !

Несколько вариантов таких схем применяются автором в реальных УМЗЧ и показали высокое качество и надежность. Кажущаяся сложность схем компенсируется невысокой стоимостью комплектующих и отсутствием элементов настройки. Очень  достойные параметры  подтверждает и программа МС11.

Рассмотрим варианты таких схем. Схема Рис21-SA1 основана на идее американского патента Накаяма 1986г. (Рис21-1-Пат-Накаяма).

Исследования патента провёл в 2012 году Кендалл (смотрим Рис21-2 и статью на английском). Искажения такой схемы довольно сильно зависят от сопротивления источника сигнала (Рис21-3/4).МС11 показывает уровень искажений 0,04-0,6 %   (похожий на стандартный составной эмиттерный повторитель). (Помним, что частота испытательного сигнала V1 - 20 кГц , а его амплитуда на выходе УМЗЧ =30 В ) На фоне общих искажений размахом 42-50 мВ видно отсутствие переключательных искажений ( Рис21-5) и наличие их (с размахом 17-37 мВ) для варианта без смещения (рис21-6).Услышать столь малые и высокочастотные переключательные искажения человек не может, уровень интермодуляционных искажений тоже не превышает  минус 100 дБ, поэтому нет смысла устанавливать цепи смещения (R5(R6) =R13(R14)=0 и  R12-R15- отсутствуют). Однако эти резисторы надо поставить, если транзисторы Q6,Q7...Q18 не из одной партии или с разбросом по усилению. Для проверки "правильной" работы такого каскада нужно при среднем выходном сигнале рассматривать форму полуволны на базе Q20 относительно выхода out (Рис21 -SA1). Острым жалом паяльника нагреваем (в течении 2-3-х секунд) корпус транзистора Q16 и наблюдаем уход полки полуволны на базе Q20 с уровня примерно 1,3 В к нулю и "уверенное" возвращение на место (в течении 5-10 секунд) после снятия нагрева. Затем такое же нагревание делаем транзистору Q11. Эффект должен быть одинаковым. Переводим осциллограф на базу Q19  и , нагревая Q17 и Q13, наблюдаем тоже самое.  Если картина отличается от описанной, нужно вернуть цепи смещения  R5,R6, R12-R15 или найти "нестандартный" транзистор, виновный в неправильной работе, и заменить его. Удобно наблюдать за появлением и исчезновением коммутационных искажений  во время проведения "термоудара" на векторном индикаторе искажений, который применяется автором . Его схема аналогична схеме на  Рис21-SA1 (Х2,Х3 Х4), но построена на ОУ типа LM4562.

Резистор R3 имитирует выходное сопротивление УНа (оно  может быть небольшим при применении местной ООС или при использовании эмиттерного повторителя). Изменяем R3 с 10-ти на 1кОм и наблюдаем изменения картины искажений : общие искажения уменьшаются и переключательные искажения выходят на первый план (Рис21-7). Токи выходных транзисторов, снятые как напряжения на эмиттерных резисторах 0,33 Ома (токи суперА) , для вариантов со смещением и без, показаны на Рис21-8/9. Видно, что это так называемый режим суперА с невыключаемыми (во время действия противоположной полуволны сигнала) транзисторами. Схема Рис21-SA1  обеспечивает высокую стабильность тока покоя при любой температуре и даже при любых типах выходных транзисторов ( даже германиевых и полевых). Интересно заметить, что в полном УМЗЧ на частотах 5 кГц и ниже все искажения теряются на фоне шумовой дорожки с размахом 2-3 мВ. Это подтверждает и МС11. Однако загадкой для меня остается факт вычисления программой МС11 "ограничения амплитуды" выходного сигнала на уровне +/- 35 В для реальных схем Рис21-SA1-реал и "народной" схемы с вольтдобавкой - Рис21-SA1-ВД-реал - смотрим - Рис21-SA1-реал-огр-син и Рис21-SA1-ВД-реал-огр-син, хотя проверено неоднократно на практике отсутствие такого ограничения.

Другая схема из того же патента ( Рис22-Пат-Накаяма-SA4 и Рис22-SA4) обеспечивает на вид более плавное закрывание мощных транзисторов (Рис.22-SA4-токи-суперА) без смещения на базах транзисторов Q3-Q4-Q8-Q10 , (а значит минимальные коммутационные искажения), но Микрокап говорит, что искажения примерно такие же, как и в других схемах  - смотри Рис22-КИ-1кОм/5кОм.

Эта схема может быть полезна при работе с ВК на полевых транзисторах, где нужно "работать" с большими емкостями их затворов.

Схема Рис23-SA3-ВД - это развитие схемы рис21.

Правая ветвь дифкаскада дополнена еще одним транзистором Q9(Q10), что дает симметрию двойному дифкаскаду, состоящему уже из 4-х транзисторов, в момент перехода входного сигнала через ноль. Возможно из-за этого схема сильнее других реагирует на нагрев отдельных транзисторов паяльником - что мне показалось недостатком.  С этой схемой, наверное, ещё нужно поработать.

Схема Рис24- SA2-ВД устроена по-другому.

Здесь с помощью транзисторов Q3-Q6 сигнал разделяется на две полуволны и каждая усиливается своим усилителем тока (с глубокой ООС). Зависимость THDN  от сопротивления источника сигнала и форма сигнала ошибки показаны на Рис24-3,4, форма токов режима суперА немного другая - Рис23-2. Наименьшие искажения получаются при токах покоя на 20 мА больше предыдущих схем, но такие "мелочи" незаметны на фоне достойных характеристик, которые показывает этот ВК в составе полного УМЗЧ.

В схеме Рис 25-SA5-ВД вместо составного эмиттерного повторителя на выходе использована схема Шиклаи.

С помощью дополнительной коррекции на С5- R10-С7  и (C6-R11-С8) добиваемся устойчивости схемы при любой амплитуде и форме входного сигнала. Прекрасные характеристики также позволяют использовать эту схему  в высококачественном усилителе.

Рассмотренные ВК  термостабильны, не требуют настроек тока покоя, не боятся емкостной  и нулевой нагрузки, не склонны к возбуждению и появлению сквозных токов в выходных транзисторах.

Далее на Рис 26-30 представлено несколько схем полных УМЗЧ, которые можно назвать "народным Хай-Эндом". Их главные свойства - высокие характеристики при малой стоимости комплектующих, простоте и надежности, питании от простых выпрямителей и отсутствии настроек. Полные схемы усилителей с характеристиками представлены - Рис31-SA1, Рис41-SA1- ИНВ, Рис81-SA2 ,Рис111-SA4 ,Рис111-SA5. Схемы в стандарте ВМР и JPEG представлены в папке Рис1-30.