Схемотехника УМЗЧ со стабилизацией режима

Транзисторы выходного каскада усилителей мощности звуковой частоты (УМЗЧ) (в большинстве случаев это составной эмиттерный повторитель, как на рис.1) при работе нагреваются, изменяется напряжение эмиттер-база транзисторов и ток рабочей точки каскада. Возвращение к оптимальной рабочей точке, в которой генерируются минимальные искажения, производится схемой обратной связи с помощью изменения напряжения смещения U_смещ в зависимости от состояния термодатчиков, установленных на радиаторе. Напряжение смещения должно точно отслеживать температуру p-n перехода двух или нескольких выходных транзисторов. Часто это происходит недостаточно точно, да еще с большим запаздыванием, так как постоянная времени цепи : p-n переход - корпус транзистора - радиатор - термодатчик может достигать нескольких десятков секунд! Таким образом, при усилении реального сигнала, большую часть времени выходной каскад "ищет" оптимальную рабочую точку, а значит работает с недосмещением или пересмещением и с увеличенными переходными искажениями! В любительских конструкциях неправильная установка термодатчика является частой ошибкой и может даже привести к перегреву мощных транзисторов и их тепловому пробою.

В известной книге Дугласа Селфа "Проектирование УМЗЧ" проблеме оптимальной термокомпенсации и выбора места установки термодатчиков посвящено целых 60 страниц, после прочтения которых становится ясно, что проблему можно только уменьшить, но не  решить.

Отказаться от термодатчиков можно в случае жесткой стабилизации тока в рабочей точке с помощью введения в выходной каскад глубокой отрицательной обратной связи (ООС) по току. Такая обратная связь, кроме стабилизации тока покоя, также позволяет реализовать режим супер-А (Non Switching) с невыключаемыми выходными транзисторами (и с минимальными переключательными искажениями).ООС также улучшает линейность выходного каскада и уменьшает зависимость этой линейности не только от параметров мощных выходных транзисторов, (далеких от идеальных), но даже от типа применяемого транзистора (полевой или биполярный).

Рассмотрим прохождение сигнала в стандартном УМЗЧ (смотри рис.1). После усилителя напряжения сигнал поступает в выходной эмиттерный повторитель, выполненный на комплементарных транзисторах и фактически разделяется на положительную и отрицательную полуволну и каждая из полуволн усиливается по току отдельно (и, к сожалению, нестабильно) выходными транзисторами. Теперь становится понятно, что для исправления ситуации нужно решить следующую задачу : "термостабильно" расщепить сигнал на две полуволны, затем "термостабильно" усилить их в соответствующих каналах, (добавив ток покоя), и далее суммировать на выходе!

Итак, схема решения задачи показана на рис.2. Входной сигнал разделяется на положительную и отрицательную полуволну с помощью расщепителя на диодах VD1 и VD2, затем к каждой полуволне добавляется желаемый ток смещения (покоя) I смещ. Далее сумма токов Iсигн и Iсмещ усиливается однополярными и термостабильными усилителями мощности с глубокой ООС по току (усилители X и Y). Выходные токи усилителей подаются на нагрузку, причем токи сигнала суммируются, а токи смещения (покоя) вычитаются, и выходной сигнал получается идентичным входному.

Интересно, что идея раздельного усиления полуволн сигнала была замечена мной, молодым инженером, более сорока лет назад (!) в супер-статье Питера Бломлея в журнале Wireless World, февраль-март,1971г."Новый подход к схемотехнике усилителей класса В". (Кстати - Рис.1 - это точная копия рисунка из этой статьи !) Затем, в течении многих лет, в статьях и книгах ( даже в книге Дугласа Селфа ) были упоминания об этой идее типа "идея есть, но пока коммерческого применения не нашла". Также интересно, что через 19 лет в журнале Радио №12 за 1990 год стр.62-64 появилась статья г-на Г.Брагина, где он интуитивно вплотную подошел к решению проблемы создания УМЗЧ без термодатчиков, однако проблема стабильности вводимого тока покоя осталась нерешенной и его схему забыли... Через 31 год - в 2002г появился (почему-то) даже патент тов. Жбанова В.И. на эту тему SU2189108 " Высоколинейный двухтактный усилитель и устройство разделения сигнала на две полуволны", но до конца смысл идеи товарищ не понял и реальных схем не предложил ...

Итак рассмотрим возможный вариант построения термостабильного усилителя полуволны с глубокой ООС по току (например Усил Х) на рис.3. Это фактически известная из учебника схема ИТУН (усилителя тока, управляемого напряжением). Напряжения  в точке А и Б (относительно точки С) равны между собой и тем точнее, чем больше коэффициент усиления усилителя ОУ1, поэтому, по теории усилителей с обратной связью, все нестабильности внутри точек, охваченных этой связью, (а это коэффициент передачи и сдвиги напряжения на p-n переходах транзисторов с их температурной нестабильностью), мало влияют на точность соответствия выходного тока входному напряжению! Таким образом, если подать на вход такого усилителя напряжение положительной полуволны со смещением, на выходе получим независимые от температуры и параметров усилительного элемента выходной ток и ток смещения (покоя) - что и есть термостабилизация рабочей точки.

Рассмотрим возможные варианты создания УМЗЧ с использованием этого базового усилителя ИТУН - рис. 4,5,6.  

Как видно выходы усилителей положительной и отрицательной полуволн могут быть соединены параллельно - как показано на рис.4, встречно - как на рис.5 или последовательно (для одинаковых транзисторов) - как на рис.6. Выходные токи суммируются на нагрузке и воспроизводят входной сигнал. Из рисунков становится понятно, каким образом нужно подавать входные напряжения Vсигн+ и Vсигн для усилителей полуволн на их входы . Их нужно подавать от генераторов тока Iсмещ и Iсигн и "привязывать" с помощью резисторов R1 и R3 в схеме рис.4: - к нагрузке Rн, в схеме рис.5 - к источникам питания, а в схеме рис.6 - и туда и сюда. Для рис.6 необходимая инверсия осуществляется с помощью токового зеркала на T1 и T2. Заметим, что в схемах рис.4 и 6 возникает дополнительная ООС при протекании входного тока через сопротивление нагрузки Rн.

Перейдем к формирователям полуволн входных напряжений - расщепителям. В схеме, показанной на рис.4 применимы простейшие варианты расщепителя - на диодах или на эмиттерных повторителях - они показаны на рис.7 и 8. 

При использовании входного усилителя напряжения с токовым выходом по схеме рис.7 для "правильной" работы диодов необходимо запирающее напряжение не менее 250 мВ. Если этого на сделать, токи через диоды VD1-VD3 и VD2-VD4 будут равны половине постоянного тока выходных транзисторов усилителя напряжения VT1 и VT2, а нам этого не нужно. Запирающее напряжение получаем с помощью делителей стабильного напряжения Vсмещ  - R4-R5 (R7-R6). Чтобы это смещение "не мешало" работе ОУ1 (ОУ2) необходимо вычесть точно такое же напряжение с помощью делителя R8-R10 (R9-R11) на его отрицательном входе. Далее отмечаем, что при подаче сигнала на такой расщепитель на отрицательной волне диод VD2 закрывается и для поддержания минимального тока нерабочего канала Iмин (смотри эпюры токов на рис.9) на положительный вход ОУ1 через резистор R2 подаем необходимое смещение. В другом канале минимальный ток обеспечивает резистор R3. Чтобы получить стабильное и регулируемое смещение, необходимое для выбора рабочей точки расщепителя, пропустим стабильный выходной ток усилителя напряжения через подстроечный резистор R1. Это смещение в сумме с минимальными токами Iмин задает регулируемый ток покоя Iпок для выходных транзисторов (одновременно для обоих плеч). Чтобы не отбирать с большой точностью резисторы делителя  R8-R10 (R9-R11) и учесть ненулевое напряжение сдвига на входе усилителей ОУ1 и ОУ2 рекомендуется делать резисторы R1,R2 и R3 подстроечными и с их помощью выставлять токи Iмин и Iпок.

Расщепитель на транзисторах, показанный на рис.8, работает аналогично, только его входное сопротивление, как эмиттерного повторителя, значительно выше, поэтому он не нагружает выходные каскады усилителя напряжения и обеспечивает их большее усиление.

Следует сказать, что в простейшем, как на рис.8, эмиттерном повторителе при большой амплитуде сигнала правые транзисторы VT5 и VT6 разогреваются значительно сильнее левых VT3 и VT4, так как работают при большом напряжении питания на коллекторе. Поэтому термостабильной передачи напряжения смещения с резистора R1 на резисторы R4 и R5 не будет и здесь лучше применять повторитель на основе токового зеркала Вильсона, в котором этого эффекта нет.

Рассмотрим реальную схему усилителя (по структуре рис.7) - рис.10. 

Усилитель напряжения построен по классической схеме : дифкаскад (VT1,VT2), каскад с ОБ(VT6), нагруженный на токовое зеркало (VT4,VT5),затем каскады ОК(VT9) и ОБ(VT8). Он обеспечивает высокое усиление и стабильный ток выходного каскада 4 мА. Далее через расщепитель на диодах VD4-VD7 полуволны сигнала поступают на дифкаскады на VT10-VT13 (VT14-VT17) и далее на эмиттерные повторители на VT18-VT20-VT22-VT23 (VT19-VT21-VT24-VT25). Питание для дифкаскадов берется от схемы вольтдобавки на R32-C6-VD8 - плюс 9В и R33-C7-VD9 - минус 9В. Обратная связь на базы VT13(VT15) подается с эмиттерных резисторов мощных выходных транзисторов VT22-VT25, поэтому схема отслеживает равенство напряжений на них (с учетом смещения для запирания диодов) и на входных резисторах R17/ R18 и R19/R20 (согласно схеме на рис.7). Для усилителей мощностью более 80 Вт  рекомендуется в каждом выходном плече использовать не менее двух мощных транзисторов, поэтому в данной схеме обратная связь отслеживает некий средний ток транзисторов VT22,VT23 (VT24,VT25) с помощью суммирующих резисторов R42 и R38 (R43 и R39).

Схема малочувствительна к пульсациям напряжения питания. Она прекрасно работает от нестабилизированных источников напряжения от +/- 20 В до +/- 60 В. Амплитуда выходного напряжения меньше напряжения питания всего на 3,5 В. Например, при питании +/- 45 В - выходная мощность 80/140 ватт при нагрузке 8/4 Ома. Скорость нарастания выходного напряжения 70 В/мкС, полоса на полном сигнале 300 кГц, выходное сопротивление около 0,005 Ом на частотах до 50 кГц, нелинейные искажения даже на 20 кГц менее 0,003 % при полной мощности ! Выходные транзисторы легко выдерживают выходное напряжение полного размаха частотой 200 кГц ! Схема работает в супер-А классе (эпюры токов показаны на рис.9) с минимальным током и током покоя в 30мА и 120мА соответственно (на каждый выходной транзистор). Эти токи с точностью лучше 10% поддерживаются для любой температуры выходных транзисторов. Настройка токов должна производиться без сигнала и без нагрузки в такой последовательности: сначала  закорачиваем резистор R14, определяющий ток покоя, и резисторами R22 и R23 устанавливаем напряжение 10 мВ на эмиттерных резисторах R42 и R43 (0,33 Ома) в обоих плечах - это токи минимума 30 мА. Затем резистором R14 устанавливаем напряжение 40 мВ на тех же резисторах. Оно соответствует току покоя 120 мА. Затем, при нагрузке и сигнале, на этих же резисторах проверяем правильную форму токов, соответствующую эпюрам на рис.9. При коротком замыкании нагрузки выходной ток ограничен с помощью светодиодов HL3 и HL4 с напряжением 1,7 В на уровне 8 ампер.

Кстати, у этой схемы замечен интересный "бонус" - цепь, состоящая из конденсатора 220 мкФ и резистора Rос, величиной от 390 Ом до 4,7 кОм, установленная между эмиттерами VT5 и VT9 (соединение показано на схеме штриховой линией) превращает выходное сопротивление усилителя в отрицательное !!! При Rос= 390 Ом выходное сопротивление равно минус 0,35 Ома, при 620 Ом - минус 0,22 Ом, при 1,1 кОм - минус 0,11 Ом, причем это сопротивление постоянно во всей звуковой полосе при сохранении остальных параметров усилителя! Хорошая  возможность любителям акустики поэкспериментировать с дорогими акустическими проводами или с компенсаторами сопротивления "плохих" проводов. 

Еще интересно, что схема отличается от стандартной "классической" схемы с термокомпенсацией только небольшой средней частью - от диодов VD4-VD7 до транзисторов VT18-VT19, а значит возможна совсем несложная доработка многих готовых усилителей с выбрасыванием термодатчиков и повышением надежности и качества звучания. На рис.11 показан другой вариант схемы усилителя доработки, более простой и экономичный, но обеспечивающий те же параметры усилителя, что и предыдущая версия.

Схема рис.10 работает и с полевыми выходными транзисторами, только для перезарядки большой емкости затвора мощных транзисторов типа IRFP240 - IRFP9240 требуется более мощный эмиттерный повторитель, чем VT18,VT19. Доработанная схема представлена на рис.12 и названа универсальной, так как с полевыми транзисторами имеет точно такие же параметры, как с биполярными, только скорость нарастания выходного напряжения немного меньше (50 В/мкС), чего, однако, вполне достаточно для УМЗЧ "с высокой верностью воспроизведения".

Схема полностью симметричного и способного работать как операционный усилитель с питающими напряжениями +/- (6 - 60) В и выходными токами в 10 ампер, показана на рис.13. 

Использование в этой схеме расщепителя на эмиттерных повторителях с большим входным сопротивлением, как показано на рис.8, позволило применить на входе простейшие дифференциальные усилители на комплементарных транзисторах с большим усилением (h21 более 500) (VT1-VT5 иVT2-VT6) и схемы с общей базой на VT7 и VT8. Входные токи при таком включении дифкаскадов определяются разницей базовых токов комплементарных транзисторов и при близких значениях h21 составляют сотни наноампер, что позволяет обойтись без  емкостей в цепи ООС или без входной емкости, и использовать схему, как мощный УПТ !    

Здесь после расщепителя  на транзисторах VT9...VT14 обе полуволны сигнала подаются на термостабильные усилители на VT15 - VT22. Для таких усилителей важно соблюдать равенство токов через транзисторы VT16,VT20 и VT17,VT21, так как они сравнивают входные напряжения усилителя (на резисторах R19 и R20) и выходные - на эмиттерных резисторах мощных выходных транзисторов. Идеальный вариант, конечно, здесь применить пары согласованных транзисторов с близкими h21 и Vбэ, типа КР159НТ1 и КТС3103, однако длительное применение транзисторов BC546C/BC556C в таких схемах показало их полную пригодность (желательно брать транзисторы из одной партии и располагать их рядом на плате или склеивать). Практика показала, что такая схема поддерживает напряжение минимума, например 10мВ (Iмин = 30мА) и напряжение покоя 40мВ (Iпокоя=120мА) с точностью 10% при любых температурах мощных транзисторов! Генераторы стабильного тока на VT15,VT19 и VT18,VT22 с помощью регулировки резисторами R23 и R29 позволяют задать ток минимума для мощных транзисторов. Рекомендуемые токи режима "Супер А" - 30/120 мА. Описанный выше выходной каскад имеет скорость нарастания сигнала 120 В/мкС.

Весь усилитель способен работать в полосе частот от 8 Гц до 450 кГц при полной мощности. Скорость нарастания выходного напряжения 80 В/мкС. Меандр идеальной формы размахом 60 В до частоты 200 кГц! Выходное сопротивление менее 10 мОм во всем звуковом диапазоне! Нелинейные искажения менее 0,01 % даже на 20 кГц и полной мощности! При ограничении сигнала нет выброса! Амплитуда выходного напряжения меньше напряжения питания на 3,5/4 В для нагрузки 8/4 Ома, поэтому при напряжении питания, например, +/- 45/40 В (без нагрузки и с ней) выходная мощность, как и схемы рис.10, также 80/140 ватт для 8/4 Ом нагрузки.

Любителей применения операционных усилителей может заинтересовать схема на рис.14, которая тоже построена по структуре рис.7. 

Ток покоя и минимальные токи выходных транзисторов устанавливаются с помощью подстроечных резисторов R13 и R18,R21 соответственно. Схема одинакова для полевых и биполярных транзисторов! (подключение биполярных транзисторов показано на рис.15). Все параметры ограничены свойствами применяемых операционных усилителей. Для OPA2134: напряжения питания +/- (20-50) В, полоса 8Гц-200 кГц, скорость нарастания - 40 В/мкС с входным фильтром 1кОм/300пФ. Амплитуда выходного напряжения меньше напряжения питания на 2,5/3,5 В - для нагрузки 8/4 Ома и для любых транзисторов! Ноль на выходе поддерживается идеально. Выходное сопротивление менее 5 мОм! Схему также можно использовать как операционный усилитель (и как инвертирующий усилитель тоже). К сожалению, нелинейные искажения резко растут с ростом частоты до 0,05% на 20 кГц и при ограничении сигнала появляются выбросы, поэтому рекомендовать ее для высококачественных усилителей я бы не стал. Эксперименты с более совершенными микросхемами, которые захотят провести радиолюбители, возможно приведут к положительным результатам.

Для реализации схем со структурой, показанной на рис.5 (также предложенной Питером Бломлеем в 1971г), необходимы расщепители с токовым управлением. Вместо схемы расщепителя со смещением на диодах, которую применил автор, рассмотрим схему расщепителя на токовых зеркалах, схема и графики работы которого показаны на рис.16-17. 

В такой схеме, кроме расщепления, можно сразу задать необходимые токи минимума и покоя! Включим встречно два токовых зеркала Вильсона на комплементарных и согласованных парах транзисторов, заземлим эмиттеры левых транзисторов VT1 иVT2, а на правые эмиттеры VT4 и VT5 подадим входной ток Iсигн. Выходные токи Iвых1 и Iвых2 текут в  коллекторах VT3 и VT6. Они являются суммой токов: 1/2 Iсигн +Iпок1+Iмин1 и 1/2 Iсигн +Iпок2+Iмин2. Эпюры токов показаны на рис.17. Расщепитель с токовым управлением, показанный на рис.16-1, имеет прекрасные частотные характеристики, высокую линейность в большом диапазоне входных токов, достаточную симметрию и высокое выходное сопротивление, необходимое в схемах рис.4-6! Для расщепителя с управлением напряжением (рис.16-2) характерно большее входное сопротивление, худшая частотная характеристика и линейность, однако при введении ООС с выхода усилителя на эмиттерный резистор Rэ все характеристики становятся приемлемыми. Возможные схемы построения ИТУН ( для усилителя положительной полуволны) показаны на рис.18 - 21. 

Реальная схема с токовым расщепителем по рис.19 представлена на рис.22

Выходное напряжение всего на 1-1,5 В меньше напряжения питания ! Скорость нарастания выходного напряжения 100 В/мкС при полосе 600 кГц ( без входного фильтра R1-C2). Выходное сопротивление менее 5 мОм. Задержка сигнала 300 нС. Усилитель выдерживает полное выходное напряжение для синуса и меандра частотой 150 кГц !, а также не горит при КЗ нагрузки и при подаче только одного напряжения питания! Токи покоя и минимума 30/120 мА заложены в самом расщепителе (резисторы R18,R19,R22,R23), но для их реализации нужно выставить нулевые (начальные) токи выходных усилителей ИТУН с помощью резисторов R25 и R34. При таких токах Кг менее 0,01 % даже на частоте 20 кГц и мощности 80 вт /8 Ом.

Простая и надежная схема с токовым расщепителем и операционным усилителем по рис.21 показана на рис. 23

Здесь режим супер-А с токами 30/100 мА и ноль на выходе устанавливаются автоматически ! Полоса 8 Гц- 520 кГц, скорость нарастания выходного напряжения не менее 40 В/мкС. Для ОУ LM4562  искажения такие же, как в предыдущей схеме, но амплитуда выходного напряжения меньше напряжения питания на 4 В (для 8 Ом нагрузки).

На рис.24 показано применение токового расщепителя и в несимметричных схемах (согласно рис.6-2). 

Здесь режим супер-А настраивается на 30/130 мА резисторами R29 и R34. Параметры идентичны схеме на рис.22.

  На рис.25 показан удачный вариант включения расщепителя в местную обратную связь выходного каскада, что позволило создать почти идеальный выходной каскад (при отсутствии настроек для режима супер-А) с большим входным сопротивлением и прекрасными частотной и амплитудной характеристиками. Для всего усилителя : рабочее напряжение питания от 20 до 50 В, амплитуда выходного напряжения меньше напряжения питания на 2,5 - 3 В, скорость нарастания выходного напряжения  80 В/мкС при полосе 400 кГц, режим супер-А с токами покоя и минимума 110/30 мА соответственно, ограничение сигнала без выбросов, воспроизведение меандра частотой 150 кГц и амплитудой +/- 25 В, гармоники менее 0,003 % даже на 20 кГц.

Все описанные выше усилители могут быть перенастроены, при желании, на работу в режимах А,В или АВ, причем со стабилизацией выбранного режима. Замечу, что минимальные искажения в УМЗЧ конечно можно получить в режиме А, однако измерения показывают, что разница между режимами А и супер-А появляется только на частотах 18-20 кГц и всего в несколько тысячных процента, чего не может услышать никакой "абсолютный" слух! Дуглас Селф в пятом издании книги "Схемотехника усилителей мощности. Справочник. (2009г)" пишет, что еще в 1975 году исследовал режим супер-А (автор назвал его методом Питера Бломлея), но нашел некие "артефакты в точке кроссовера" и оценил его "как не имеющий коммерческой перспективы", что мне кажется несправедливым. Схемы усилителей, предложенные в данной статье, прекрасно работают и доказывают, что современные усилители нужно делать только в классе супер-А без головной боли "о месте установки термодатчиков и динамике их работы". А в "Справочник" Дугласа Селфа нужно добавлять главу "Выходные каскады с глубокой ООС и хорошей термостабильностью режимов"! (Я так думаю)

В заключении хочется сказать, что схемы УМЗЧ со стабилизацией режима достаточно надежны и могут быть выполнены из недорогих комплектующих, при этом параметры усилителей удовлетворят самого взыскательного любителя высококачественного звука. Некоторые схемы (как на рис.23) настолько просты, что могут быть рекомендованы даже начинающим радиолюбителям. Многие схемы могут быть наверняка улучшены! Новый (точнее хорошо забытый старый) класс супер-А ждет своих исследователей ! Схемотехника усилителей допускает также микросхемное исполнение в виде оригинальной микросхемы УМЗЧ или мощного операционного усилителя, но это уже совсем другая история (и вряд ли Российская )...

Александр Гладкий

Теги:

• УНЧ