Способы подавления пульсаций (фона) во вторичных источниках электропитания

При разработке измерительной и усилительной аппаратуры высокой точности требуется источник питания с очень высокими техническими характеристиками, в частности, с низким уровнем пульсаций и высокой стабильностью выходного напряжения. Если стабильность выходного напряжения обеспечить достаточно просто за счёт использования прецизионного источника опорного напряжения и применения компенсационных схем стабилизации, то избавиться от пульсаций или фона весьма трудоёмко. Связано это с тем, что переменное напряжение после выпрямления и сглаживания создаёт помимо активной постоянной (средневыпрямленное напряжение) переменную пульсирующую составляющую, которая проходя по цепям стабилизации и усиления, проникает через емкостные паразитные связи в нагрузку. Многолетний опыт конструирования стабилизированных источников питания показывает, что получить уровень пульсаций в нагрузке менее 1 мВ в схемах стабилизаторов компенсационного типа весьма трудоёмко. Для питания прецизионных малошумящих электронных приборов это может быть недопустимо много. Чтобы хоть как-то улучшить показатели, нужно схему стабилизатора разбить на несколько отдельных последовательно включенных один за другим стабилизаторов либо активных фильтров с падением напряжения на каждом.

Проанализируем работу вторичного источника питания классического линейного типа, который, в отличие от импульсного, даёт самый низкий уровень пульсаций и помех. Рассмотрим типовую схему источника питания (ИП) рис. 1.

Переменное напряжение после трансформации поступает на выпрямитель VD1-VD4 и сглаживающий конденсатор C1. Форма напряжения на конденсаторе напоминает пилу (см. рис. 2). Ёмкость конденсатора в основном определяют по эмпирическим формулам, чаще “на глаз”. Например, в литературе без вывода величину входной ёмкости сглаживающего фильтра, обеспечивающего пульсацию выпрямленного тока не более чем на 10% при частоте 50Гц , рекомендуют подсчитывать по аналитической формуле:

где C1 – ёмкость входного фильтра, мкФ; I₀ – средневыпрямленный ток, мА; U₀ – средневыпрямленное напряжение, В; m – коэффициент, учитывающий вид схемы выпрямителя ( m=1 – однополупериодная, m=2 – двухполупериодная).

Отметим, что среднее выпрямленное напряжение U₀ (постоянная составляющая напряжения в нагрузке) равно:

– двухполупериодное выпрямление

– однополупериодное выпрямление

т.е. U₀ на 10% меньше действующего напряжения U при двухполупериодном выпрямлении и на 55% меньше при однополупериодном выпрямлении.

Вывести расчётную формулу для определения ёмкости сглаживающего конденсатора можно самостоятельно. Рассмотрим кривую разрядки накопительного конденсатора (рис. 2). Она имеет экспоненциальный характер и описывается уравнением

где U_нач = U_m – начальное напряжение, равное амплитудному в нашем случае;

   (тау) = R_нC – постоянная времени нагрузочной цепи.

Постоянная времени цепи определяет время, требуемое для того, чтобы конденсатор разрядился на 63,2% от величины начального напряжения.

Минимальное напряжение на конденсаторе примем номинальным в нагрузке. Из уравнения (4) выразим ёмкость конденсатора

Время разряда конденсатора примем от момента максимального (амплитудного) напряжения на нём до номинального уровня при разрядке через нагрузку и момента зарядки следующим синусоидальным импульсом:

Тогда, с учётом (6) формула 5 примет вид:

Значение арксинуса от относительного номинально напряжения следует брать в пределах для однополупериодного выпрямления  и для двухполупериодного выпрямления

Величина пульсаций напряжения будет равна

Примем коэффициент пульсаций как отношение размаха пульсаций к номинальной (минимальной) постоянной составляющей напряжения

В дальнейших расчётах будем пользоваться именно этой формулой (9).

В литературе описываются различные формулы для определения коэффициента пульсаций (рис. 3), но чаще всего используются формулы:

Различными нормативными документами и другими источниками приводятся до десятка разных формул вычисления коэффициента пульсаций, но их мы не будем рассматривать.

Выразим ёмкость конденсатора в формуле (7) через коэффициент пульсаций (9):

– для однополупериодного выпрямления

– для двухполупериодного выпрямления

В уравнениях (10), (11) вычисляется первый корень арксинуса при 

Теперь задавшись коэффициентом пульсаций k_п и сопротивлением нагрузки R_н (или током I_н и напряжением в нагрузке U_н), можно определить необходимую ёмкость накопительного конденсатора.

Выведем из выражений (10) и (11) ряд сокращённых формул для облегчённого вычисления ёмкости C в зависимости от требуемого коэффициента пульсаций k_п и от относительного номинального напряжения в нагрузке U_ном /U_m (см. табл. 1). Синим цветом в таблице выделены рекомендуемые формулы для расчёта ёмкости при выходном постоянном напряжении близким или равным по модулю действующему переменному напряжению.

В широко распространённой электротехнической литературе по вторичным источникам электропитания не даётся вывод формул для определения накопительного конденсатора, даются лишь аналитические формулы, полученные методом лианеризации кривой разряда. Эти выражения дают приблизительный результат, но приемлемый для радиолюбительской практики. В основном же любители даже не утруждают себя расчётами выпрямителя и фильтра, и применяют то, что есть под рукой и на глаз.

Не следует забывать, что выбирать конденсатор по напряжению нужно с запасом 20-30% от амплитудного напряжения, так как в электросети нередко возникают скачки напряжения и перекос фаз.

Также следует отметить, что параметры электролитических конденсаторов, применяемых в сглаживающих фильтрах, в значительной степени зависят от рабочей частоты и температуры окружающей среды. С ростом частоты и понижением температуры ёмкость падает.

Среди радиолюбителей бытует мнение, что чем больше накопительная ёмкость, тем лучше, меньше просадка напряжения и пульсации. Отчасти это верно. Однако, применение конденсаторов большой ёмкости в выпрямителе, в частности, для подавления пульсаций малоэффективно и нерационально. Объяснением такого положения дел является то, что с ростом ёмкости фильтра сокращается время, за которое конденсатор должен зарядиться до амплитудного значения, это в свою очередь вызывает рост амплитуды импульсов зарядного тока. В результате растёт падение напряжения на внутреннем сопротивлении источника и выпрямителя, и снижается амплитуда напряжения, а также КПД ИП. Также рост амплитуды импульсов зарядного тока создаёт дополнительные пульсации падения напряжения на внутреннем последовательном сопротивлении конденсатора. К тому же, конденсатор достаточно большой ёмкости в момент включения полностью замыкает выпрямитель, так как ток заряда конденсатора i прямо пропорционален ёмкости C и изменению напряжения на нём du за время dt:

Изменение напряжения от нуля до максимума происходит за четверть периода, отсюда можно определить импульсный пусковой ток от заряда конденсатора во вторичной обмотке питающего трансформатора, который должны выдержать выпрямительные диоды:

где U_m , U – амплитудное и действующее значения вторичного напряжения;

   T , f – период и частота переменного тока.

Для примера рассчитаем пусковой ток выпрямителя на 18В. Возьмём конденсатор ёмкостью 2200мкФ, тогда при частоте сети 50Гц

В действительности такой пусковой ток во вторичной обмотке не возникнет из-за наличия внутреннего сопротивления обмотки трансформатора, а также сопротивления диодов и самого конденсатора, но не стоит забывать, что к выпрямителю также подключена нагрузка. Таким образом, выбор большой ёмкости для снижения пульсаций напряжения в нагрузке без применения токоограничивающих элементов чреват перегрузкой и возможным выводом из строя выпрямителя, конденсатора и других деталей цепи.

Проделаем мысленный эксперимент и убедимся в правильности сделанного вывода. Предположим, что на выходе выпрямителя нужно получить напряжение пульсации не более 5% от постоянной составляющей на нагрузке 10 Ом , определим необходимую ёмкость фильтра:

Ток и напряжение в нагрузке определяется по закону Ома, например, для U=18В

Уровень пульсаций по размаху составит

Пусковой ток во вторичной обмотке

Очевидно, что путь наращивания ёмкости для снижения пульсаций неверный. Кардинальным способом уменьшения пульсаций является использование многоступенчатых фильтров, включающих Г-, П- и Т- образные звенья RC и LC-цепочек, а также применение активных фильтров и стабилизаторов напряжения (СН), как было отмечено ранее.

Продолжим рассматривать типовую схему ИП рис. 1. После сглаживания напряжение поступает в стабилизатор, основная функция которого поддерживать стабильное напряжение в нагрузке. Важнейшими характеристиками стабилизатора являются коэффициенты стабилизации K_ст и подавления пульсаций K_пп , а также нагрузочная способность и КПД. Изготовить стабилизатор с большим коэффициентом стабилизации напряжения относительно просто, применив операционный усилитель (ОУ) в качестве элемента сравнения и усилителя в схемах компенсационного типа. Обычно компенсационные стабилизаторы на ОУ имеют уровень пульсаций в диапазоне 10…50 мВ, что для питания прецизионных приборов может быть много. Значительно труднее получить низкий уровень пульсации (фона) менее 1мВ на выходе стабилизатора из-за паразитных емкостей монтажа, а также наличия внутренних емкостных связей электронных компонентов. Если с монтажными емкостями и наводками разобраться несложно, применив экраны и правильную развязку (на низкой частоте эта проблема вообще не возникает), то борьба с внутренними емкостями полупроводниковых приборов, которые пропускают пульсирующее напряжение, требует применения особых схемных решений и современной элементной базы. В широко распространенной радиолитературе этой проблеме практически не уделяется внимание, так как очень редко возникает необходимость в прецизионном источнике питания.

Один из способов подавления пульсации практически в любом компенсационном стабилизаторе напряжения состоит во введении дополнительной отрицательной ОС по переменному току через RC-цепь (см. рис. 4). Коэффициент подавления пульсаций при этом возрастает во столько же раз, во сколько суммарное сопротивление R11C6 цепи на частоте пульсации меньше сопротивления резистора R9 цепи делителя напряжения. Резистор R11 необходим для защиты входных цепей ОУ при большом выходном напряжении Uвых (он ограничивает ток зарядки и разрядки конденсатора С6 при включении и выключении стабилизатора). Конденсатор C6 корректирующей RC-цепи, включенный в цепь отрицательной ОС, может сильно влиять на временную и температурную стабильность выходного напряжения. Поэтому он должен иметь малую утечку при номинальной температуре. При большой емкости этого конденсатора напряжение на выходе стабилизатора устанавливается медленнее, что не всегда допустимо. Необходимо также отметить, что включение конденсатора в цепь ОС значительно повышает устойчивость стабилизатора к низкочастотным наводкам.

Ещё один способом снижения пульсаций в стабилизаторах напряжения – это питание источника опорного напряжение (ИОН) с выхода самого стабилизатора, а также включение в цепь питания ИОН вместо балластного резистора генератора стабильного тока на полевом или биполярных транзисторах. Если в качестве ИОН используется стабилитрон (диод Зенера), то его желательно зашунтировать конденсатором ёмкостью

Стабилитроны генерируют шум в широком частотном спектре вплоть до 20МГц. Наибольший уровень шума стабилитрон генерирует при минимальном токе стабилизации и при большом дифференциальном сопротивлении. Также в цепь ИОН дополнительный тепловой шум вносит балластный резистор. Снизить пульсации и шум ИОН можно применив в цепи его питания пассивный RC-фильтр, например, R7C4R8C5 (рис. 4).

Также и питание ОУ лучше организовать через RC-фильтр. Питать ОУ можно как от входного напряжения, так и с выхода стабилизатора как и ИОН. Во втором случае нужно следить, чтобы схема не потеряла устойчивость и не превратилась в генератор из-за контура обратной связи по питанию. Самовозбуждение устраняется цепями коррекции АЧХ. Также пониженное питание ОУ с выхода СН может быть нежелательным в определённых случаях. В схеме стабилизатора напряжения (рис. 4) напряжение питания ОУ ниже выходного, поэтому снимаемое с выхода ОУ напряжение дополнительно повышается усилителем постоянного тока (УПТ) на транзисторах VT1-VT2. Усиление по напряжению в УПТ позволяет получать на выходе стабилизатора напряжение, значительно превышающее предельное напряжение питания ОУ. Коэффициент усиления по постоянному напряжению УПТ определяется делителем R3R4:

На выходе стабилизаторов иногда ставятся электролитические конденсаторы. Их цель также подавить пульсации и шум, а также предотвратить проникновение помех в СН со стороны нагрузки. Емкость выходного конденсатора не должна быть большой, чтобы не привести к пробою регулирующего силового транзистора из-за возникающего броска тока в момент пуска. К тому же, выходное (внутреннее) сопротивление СН очень низкое и может составлять десятые и сотые доли ома, а реактивное сопротивление конденсатора составляет единицы и десятки ом, поэтому эффективного подавления пульсаций большая ёмкость не даст, кроме как замкнёт выход в момент переходного процесса.

Отдельно отметим, что электролитические конденсаторы, работающие на высоких частотах в импульсных ИП, резко теряют ёмкость и имеют большое реактивное сопротивление, поэтому их рекомендуется шунтировать керамическими или плёночными конденсаторами небольшой ёмкости ~ 0,01…0,1 мкФ.

Рассмотрим, как влияет выходной конденсатор C2 на работу источника питания на рис. 1. Представим стабилизатор напряжения в виде двух источников ЭДС постоянной E и пульсирующей e с некотором внутренним сопротивлением R_вн (рис. 5). Проанализируем влияние выходного конденсатора C2 на величину подавления пульсаций. Внутреннее сопротивление R_вн и конденсатор C2 образуют Г-образный низкочастотный RC-фильтр (рис.6), передаточная характеристика которого имеет вид:

при R_н>>X_C

Таким образом, пульсирующая составляющая e будет подавлена конденсатором на выходе СН в K^-1 раз, где K  – модуль передаточной характеристики RC-звена. Оценим количественно данный показатель. Примем удвоенную частоту пульсаций мостового выпрямителя mf=2*50=100Гц, выходной конденсатор ёмкостью 1000мкФ и внутреннее сопротивление источника примем 1Ом, тогда по формуле (15) получим:

что весьма незначительно, как было прежде отмечено.

В дальнейших изысканиях способов подавления пульсаций в источниках вторичного электропитания введём определение коэффициента подавления пульсаций K_пп . Данная характеристика будет относиться исключительно к фильтрам и стабилизаторам тока (напряжения), выражая обратную величину передаточной характеристики по переменной составляющей:

Для Г-образного RC-фильтра (рис. 6) в цепях электропитания коэффициент подавления пульсаций из формулы (15):

тогда

Очевидно, что чем больше ёмкость C и балластное сопротивление R фильтра, тем выше коэффициент подавления переменной составляющей выходного напряжения. Однако с увеличением R будет снижаться постоянная составляющая под нагрузкой R_н, а также изменяться в зависимости от неё. Поэтому применение RC-фильтров в сильноточных цепях недопустимо. Решить эту проблему можно построением на базе интегрирующей RC-цепи активного фильтра (умножителя ёмкости). Для этого достаточно применить усилитель постоянного тока (рис. 7).

Транзистор VT1 существенно снижает нагрузку на фильтр R1C2 в β раз, в результате чего уменьшается падение постоянного напряжения на резисторе R1. Исходя из этого, можно увеличить сопротивление R1 в β раз, сохраняя исходное напряжение в нагрузке, а так как увеличение R равнозначно увеличению C согласно выражениям (16) и (17), то величина ёмкости C2 кажется умноженной в β раз.

Увеличить нагрузочную способность схемы (рис. 7) и соответственно коэффициент подавления пульсаций можно применением составного транзистора (схемы Дарлингтона).

Отметим, что степень подавления пульсаций в активном фильтре ограничена свойствами транзистора, а именно, паразитной барьерной ёмкостью коллекторного перехода VT1 (или диффузионной ёмкостью эмиттерного перехода при включении с ОЭ), через которую пульсации с выпрямителя проникают в базу и также усиливаются. В некоторой степени конденсатор C2 успешно справляется с ними, шунтируя на минусовую шину питания. Но реактивное сопротивление C2 всё же относительно велико на низкой частоте, поэтому в схему так и просится добавить стабилитрон с низким дифференциальным сопротивлением в качестве нагрузки цепи R1C2, что дополнительно стабилизирует выходное напряжение фильтра. Практически схема по рис. 7 позволяет получить максимальный коэффициент подавления пульсаций в пределах 65-71 дБ или уровень пульсаций в 1,0-1,7 мВ при токе нагрузки 50-200 мА.

При расчёте цепи R1C2 для схемы по рис. 7 следует учитывать влияние паразитной ёмкости коллектора VT1 и коэффициент подавления пульсаций брать на 10-15 дБ больше требуемого. Резистором R2 при необходимости подбирается активный режим работы транзистора VT1. Транзистор не должен работать в режиме насыщения, т.е Uкэ> Uкэ.нас. При использовании стабилитрона вместо R2 паразитная ёмкость фактически нейтрализуется и расчёт можно делать без запаса, рабочий ток стабилитрона можно выбрать ниже номинального в пределах 5-10 мА. Накопительная ёмкость C1 рассчитывается по формулам из таблицы 1.

Если цепочку R1C2 (рис. 7) разбить на два Г-образных RC-звена включенных последовательно, то можно получить задержку пульсирующего напряжения по фазе близкой к 180 градусам, так как каждое RC-звено теоретически будет поворачивать фазу на 90 градусов. В результате сложения двух пульсирующих напряжений в противофазе в транзисторе VT1 произойдёт их дополнительное подавление, что несколько улучшит показатели фильтра.

Дальнейшее улучшение активного фильтра привело к созданию схемы, совмещающей и фильтр, и стабилизатор напряжения (рис. 8). В данной схеме пульсации выпрямленного напряжения подавляются двумя последовательно включенными Г-образными RC-цепочками R1C2 и R2C3, нагруженными на стабилитрон VD1.

Общий коэффициент подавления пульсаций двухзвенного RC-фильтра согласно формуле (17):

Для схемы по рис. 8 при R1=R2=R и C2=C3=C, выражение (19) упростится и составит:

Угол сдвига фазы пульсирующего напряжения на выходе цепи R1C2R2C3 составляет -177 градусов и может быть подстроен резистором R2 в небольших пределах для лучшего подавления пульсаций на выходе СН.

Отфильтрованное и пониженное напряжение до 10В в источнике опорного напряжения R1C2R2C3VD1 подаётся на усилитель постоянного тока на транзисторах VT1-VT3. Усиление по напряжению в УПТ определяется цепью обратной связи VD2R5. Выходное напряжение УПТ определяется выражением:

Введение стабилитрона VD2 в цепь ООС позволило перевести УПТ режим повторителя напряжения с приращением (вольтодобавкой). Фактически усиление по переменному (пульсирующему) напряжению стало равно единице, а по постоянному добавляется лишь напряжение стабилитрона VD2. В результате такого схемного решения, проникающие пульсации через ёмкости переходов транзисторов не усиливаются.

Совмещённая схема СН с RC-фильтром по рис. 8 обладает следующими параметрами: выходное напряжение 15В, размах пульсации составил 1,5мВ при токе нагрузки 0,5А; 1,6мВ при токе 1А; 2,1мВ при токе 2А и 2,7мВ при токе 3А, что соответствует коэффициенту подавления пульсаций 69-74 дБ.

Цепь R6VD3 в схеме служит для защиты СН от короткого замыкания. В случае КЗ потенциал базы VT1 шунтируется на минусовую шину питания, транзисторы VT1-VT3 закрываются. При устранении причины КЗ СН переходит в нормальный рабочий режим. Если СН не запускается под нагрузкой, то необходимо подобрать резистор R6, но не слишком большой, иначе защита перестанет работать.

Обобщая проделанное исследование способов борьбы с пульсациями в источниках питания, сделаем выводы:

При конструировании ИП применение накопительных конденсаторов чрезмерно большой ёмкости в выпрямителе для сглаживания пульсирующего тока нецелесообразно. Конденсатор должен быть рассчитан согласно нагрузке.

Хороший результат даёт применение активного фильтра типа умножителя ёмкости. Пассивные RC-фильтры применимы только в слаботочных цепях. Применение фильтров LC-типа в принципе не желательно из-за многих недостатков, а именно: массогабаритных показателей; быстрого насыщения сердечника постоянным током и потери индуктивности дросселя; магнитного влияния на рядом расположенные компоненты схемы; наличие резонанса, который может при неверном расчёте наоборот усилить пульсации. Поэтому в данной работе LC-фильтры не рассматривались.

Технологический предел типовых схем стабилизаторов напряжения не позволяет получить уровень пульсаций менее 1 мВ (Kпп>70дБ) из-за наличия паразитных емкостей переходов транзисторов. Для снижения пульсаций переменного тока в стабилизаторах компенсационного типа требуется применение целого ряда конструкторских решений.

Наилучшим решением питания прецизионных приборов является совместное применение активного фильтра и стабилизатора напряжения либо многозвенного стабилизатора.

В.Н. Рыбалко

ЛИТЕРАТУРА

1. Транзисторные сглаживающие фильтры – Радио, 1991 г., №8, с. 32-34.
2. Г.С. Векслер, В.И. Штильман. Транзисторные сглаживающие фильтры. – М.: Энергия, 1979.
3. Простые схемы снижают уровень шумов стабилизаторов напряжения – РадиоЛоцман, февраль 2016 (57), с. 66-71.
4. В. Резвяков. Стабилизатор 13,8В/10А – Радиолюбитель, 2000 г., №10 (118), с. 16.
5. А. Кузьминов. Стабилизаторы напряжения с активным фильтром – Радио, 2017 г., №5, с. 16-19.
6. А. Кузьминов. Усовершенствованные стабилизаторы напряжения с активным фильтром – Радио, 2017 г., №9, с. 18-19.

Список радиоэлементов

^{Скачать список элементов (PDF)}

Теги:

• Стабилизатор
• Блок питания