Схема простого регулируемого источника питания на микросхеме TL494

Радиолюбители, каким-то образом причастные к устройствам, где используется эта универсальная микросхема, давно привыкли к тому, что применяется она в импульсных схемах для управления силовыми ключами посредством ШИМ. Микросхема TL494, ее различные аналоги и модификации производятся до сих пор огромными тиражами по всему миру, стоимость чрезвычайно низкая и, пожалуй, имеется в запасе практически у каждого электронщика, даже если он об этом и сам не помнит.

Универсальность микросхемы не ограничивается, однако, применением лишь в силовых импульсных устройствах, т.к. внутрисхемно содержит еще и независимую от прочих узлов аналоговую часть в виде пары идентичных друг другу усилителей ошибки (УО) с общим объединенным выходом и встроенный источник опорного (ИОН) напряжения (рис.1), т.е. -  все необходимое для проектирования стабилизированного источника питания с выходным регулируемым напряжением и ограничением тока. На рис.1 очерчена используемая функциональная часть микросхемы TL494.

Схема источника может быть такой, как на рис.2. Она достаточно проста и содержит компонентов не более, чем в прочих, аналогичных по функционалу, схемах, не уступая им, однако, по своим параметрам хоть в чем-нибудь. Регулировка выходного напряжения производится с помощью одного из УО путем сравнения части опорного напряжения (изменяемого с помощью регулируемого делителя PR2, R3) на инверсном входе (вывод 2) с частью выходного напряжения на входе прямом (вывод 1), подключенному к делителю выходного напряжения (точка соединения резисторов R12, R13).

Второй УО, контролирующий выходной ток, так же сравнивает изменяемую часть опорного напряжения по инверсному входу (вывод 15 - с делителя на резисторах PR1, R1) с напряжением на шунте (R14) по прямому входу (вывод 15). Отношением резисторов R5 к R4 определяется коэффициент усиления первого УО; отношением резисторов R6 к R2 определяется коэффициент усиления второго УО. Результирующим сигналом на объединенном выходе УО (вывод 3) через последовательно включенный резистор R8 происходит управление переходом Э-Б транзистора Q1, база которого подключена к выходу ИОН (вывод 14) микросхемы. При перемещении движка потенциометра PR2 (в процессе регулировки напряжения) вниз, напряжение на выводе 3 микросхемы растет, снижая ток через Э-Б транзистора Q1, уменьшается падение напряжения на резисторе R9 (соответственно, на электродах сток-исток регулирующих транзисторов Q2, Q3), сопротивление каналов этих транзисторов возрастает, выходное напряжение источника снижается. Все происходит в обратном порядке при смещении движка PR2 в противоположном направлении.

По сути, построение схемы является классическим для аналогового регулируемого источника питания и никаких особых отличий от прочих подобных схем не имеет кроме того, что применение транзистора Q1 (преобразователь уровня - shifter) позволяет работать схеме при относительно высоких входных напряжениях (при условии использования в качестве Q1/ Q2/ Q3 транзисторов с соответствующим граничным напряжением). Микросхема TL494 запитана от отдельного стабилизированного источника питания напряжением 9-15В (транзистор Q3, стабилитрон VZ2, резистор R14). Резистор R13 применен для гашения избыточной мощности. В принципиальных схемах на рис.3, 4, 5 стабилизатор питания +12В отсутствует, но в качестве источника питания напряжением +10...15В, можно использовать любой другой подходящий стабилизатор с рабочим током от 200мА.

Незначительные изменения в схеме позволяют применение биполярных транзисторов в качестве мощных регулирующих элементов. Замена полевых транзисторов на биполярные мощные предпочтительна, если регулирующие силовые компоненты не имеют достаточного охлаждения. Полевые мощные транзисторы имеют неприятное свойство - ухудшение проводимости канала с возрастанием температуры. На рис.3 показано включение силовых транзисторов по схеме с общим эмиттером (ОЭ). Нагрузка при этом включается в цепь "коллектора" составной транзисторной сборки Q102,  Q103 регулирующего каскада, где Q103 является всего лишь мощным токовым повторителем. Запас по току управления регулирующим каскадом допускает использование одиночного мощного транзистора p-n-p-структуры вместо связки Q102, Q103 без заметных последствий. При этом практически исчезает вероятность самовозбуждения схемы (ввиду снижения общего коэффициента усиления стабилизатора, как усилителя постоянного тока), как и необходимость борьбы с этим явлением.

На рис.4 регулирующий каскад выполнен по схеме с общим коллектором (нагрузка включена в цепь эмиттера). Для реализации такого включения достаточно изменить схему включения транзистора Q1 (Q201 для рис.4). Если в схеме на рис.2 Q1 имел каскодное включение с управлением по эмиттеру (ОБ), то Q201 на рис.4 управляется по цепи базы (ОЭ) и имеет инверсный сигнал на коллекторе, управляющий током базы мощного составного транзистора Q202 n-p-n-структуры.

Максимальная величина входного напряжения для схем на рис.3 и рис.4 так же будет определяться граничными значениями напряжений каждого из примененных транзисторов. Максимальная мощность для всех вариантов источника питания будет определяться мощностью транзисторов регулирующего каскада.

Вариант схемы на рис.4 может взаимодействовать с интегральным регулируемым стабилизатором (ИРС) LM317 и ему подобными. Схема включения ИРС в схему показана на рис.5. Максимальное входное напряжение и мощность самого источника в этом случае будет определяться лишь параметрами примененного ИРС.

Источник питания во всех описанных в статье вариантах (кроме варианта с ИРС) проверялся на макетной плате при напряжении входном питания +54В и токе нагрузки до 2А и недостатков в ее работе выявлено не было. Плавная регулировка напряжения в диапазоне от 0 до 50В; плавное ограничение тока; пульсации не более 0,5мВ при токе нагрузки до 2А. При значениях свыше 2А проверка не производилась из-за ощутимого нагрева небольшого радиатора. В долговременном режиме (30мин) тест производился при токе 0,5А и напряжении 15В. При этом радиатор под регулирующими транзисторами нагревался до 80 градусов (без принудительного охлаждения). Вариант с ИРС (КР142ЕН22А) испытывался при входном напряжении +18-25ВВ и токе нагрузки до 2А.

Правильно собранные схемы с применением заведомо исправных компонентов в наладке практически не нуждаются. Диапазоны регулировки выходного напряжения подбираются с помощью резисторов делителя выходного напряжения, устойчивость работы в пределах заданных регулировок по току и напряжению можно улучшить (или ухудшить) путем подбора резисторов цепи ООС усилителей ошибки микросхемы. Проблемы с устойчивостью могут проявиться в режиме ограничения тока при некоторых видах нагрузки и чрезмерной длины проводников от выхода БП до нагрузки (что характерно для стабилизаторов с большим собственным усилением). В случае самовозбуждения следует предусмотреть включение корректирующих R-C-цепей в ОС УО микросхемы, подбирая их для устойчивой работы РАС. В принципиальных схемах на рис.3,4,5 указаны номиналы для вновь добавленных элементов. Номиналы основной части схемы, присутствующей в неизменном виде во всех схемах, остаются без изменений и указаны явно на рис.2.

Для транзисторов, применяемых в качестве РЭ, необходимы радиаторы с большой площадью охлаждения (от 200см²) с ее увеличением при повышении максимальной мощности РАС.  Для токов свыше 2А желательно использование группы параллельно соединенных транзисторов для улучшения теплового режима работы каждого из них. Для работы с напряжениями свыше 20-30В следует предусмотреть разбивку входного напряжения на диапазоны с целью облегчения теплового режима РЭ. Транзистор Q3 стабилизатора схемы управления (+12В) так же следует расположить на радиаторе.